零中频射频接收机技术
作者：东南大学射频与光电集成电路研究所 李智群 王志功
2004年7月A版
摘 要：零中频(Zero IF)或直接变换(Direct-Conversion)接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，正成为射频接收机中极具竞争力的一种结构。本文在介绍超外差(Super Heterodyne)结构与零中频结构性能和特点的基础上，重点分析零中频结构存在的本振泄漏(LO Leakage)、偶次失真(Even-Order Distortion)、直流偏差(DC Offset)、闪烁噪声(Flicker Noise)等问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。
关键词：
引言
近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，
以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。 零中频；超外差；本振泄漏；自混频
超外差接收机
超外差(Super Heterodyne)体系结构自1917年由Armstrong发明以来，已被广泛采用。图1为超外差接收机结构框图。在此结构中，由天线接收的射频信号先经过射频带通滤波器(RF BPF)、低噪声放大器(LNA)和镜像干扰抑制滤波器(IR Filter)后，进行第一次下变频，产生固定频率的中频(IF)信号。然后，中频信号经过中频带通滤波器(IF BPF)将邻近的频道信号去除，再进行第二次下变频得到所需的基带信号。低噪声放大器(LNA)前的射频带通滤波器衰减了带外信号和镜像干扰。第一次下变频之前的镜像干扰抑制滤波器用来抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。使用可调的本地振荡器(LO1)，全部频谱被下变频到一个固定的中频。下变频后的中频带通滤波器用来选择信道，称为信道选择滤波器。此滤波器在确定接收机的选择性和灵敏度方面起着非常重要的作用。第二下变频是正交的，以产生同相(I)和正交(Q)两路基带信号。
超外差体系结构被认为是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Q值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸。目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现。
零中频接收机
由于零中频接收机不需要片外高Q值带通滤波器，可以实现单片集成，而受到广泛的重视。图2为零中频接收机结构框图。其结构较超外差接收机简单许多。接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号。由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成。
零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。
不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。
本振泄漏(LO Leakage)
零中频结构的本振频率与信号频率相同，如果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频口输出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰，图3给出了本振泄漏示意图。本振泄漏在超外差式接收机中不容易发生，因为本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外。
偶次失真(Even-Order Distortion)
典型的射频接收机仅对奇次互调的影响较为敏感。在零中频结构中，偶次互调失真同样会给接收机带来问题。如图4所示，假设在所需信道的附近存在两个很强的干扰信号，LNA存在偶次失真，其特性为y(t)=a1x(t)+a2x2(t)。若x(t)=A1cosw1t+A2cosw2t，则y(t)中包含a2A1A2cos(w1-w2)t项，这表明两个高频干扰经过含有偶次失真的LNA将产生一个低频干扰信号。若混频器是理想的，此信号与本振信号coswLOt混频后，将被搬移到高频，对接收机没有影响。然而实际的混频器并非理想， RF口与IF口的隔离有限，干扰信号将由混频器的RF口直通进入IF口，对基带信号造成干扰。
偶次失真的另一种表现形式是，射频信号的二次谐波与本振输出的二次谐波混频后，被下变频到基带上，与基带信号重叠，造成干扰，变换过程如图5所示。
这里我们仅考虑了LNA的偶次失真。在实际中，混频器RF端口会遇到同样问题，应引起足够的重视。因为加在混频器RF端口上的信号是经LNA放大后的射频信号，该端口是射频通路中信号幅度最强的地方，所以混频器的偶次非线性会在输出端产生严重的失真。
偶次失真的解决方法是在低噪放和混频器中使用全差分结构以抵消偶次失真。
直流偏差(DC Offset)
直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频(Self-Mixing)引起的。泄漏的本振信号可以分别从低噪放的输出端、滤波器的输出端及天线端反射回来，或泄漏的信号由天线接收下来，进入混频器的射频口。它和本振口进入的本振信号相混频，差拍频率为零，即为直流，如图6(a)所示。同样，进入低噪放的强干扰信号也会由于混频器的各端口隔离性能不好而漏入本振口，反过来和射频口来的
强干扰相混频，差频为直流，如图6(b)所示。
这些直流信号将叠加在基带信号上，并对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。
经过上述分析，我们可以来估算自混频引起的直流偏差。假设在图6(a)中，由天线至X点的总增益约为100 dB，本振信号的峰峰值为0.63 V(在50 Ω中为0 dBm)，在耦合到A点时信号被衰减了60 dB。如果低噪放和混频器的总增益为30 dB，则混频器输出端将产生大约7 mV的直流偏差。而在这一点上的有用信号电平可以小到30 μVrms。因此，如果直流偏差被剩余的70 dB增益直接放大，放大器将进入饱和状态，失去对有用信号的放大功能。
当自混频随时间发生变化时，直流偏差问题将变得十分复杂。这种情况可在下面的条件下发生：当泄漏到天线的本振信号经天线发射出去后又从运动的物体反射回来被天线接收，通过低噪放进入混频器，经混频产生的直流偏差将是时变的。
由上述讨论可知，如何消除直流偏差是设计零中频接收机时要重点考虑的内容。
交流耦合(AC Coupling)
将下变频后的基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。因此减少直流偏差干扰的有效方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。缺点是要用到大电容，增大了芯片的面积。
谐波混频(Harmonic Mixing)
谐波混频器的工作原理如图7所示。本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，从而有效地抑制了直流偏差。
图8给出一个CMOS谐波混频器，本振信号的二次谐波可通过CMOS晶体管固有的平方律特性得到。晶体管M3和M4组成的电路将差分本振电压Vlo+和Vlo-转换为具有二次谐波的时变电流，本振信号的基频和奇次谐波在漏极连接处被抵消，产生谐波混频器所需的本振信号的二次谐波电流，实现谐波混频。
闪烁噪声(Flicker Noise)
有源器件内的闪烁噪声又称为噪声，其大小随着频率的降低而增加，主要集中在低频段。与双极性晶体管相比，场效应晶体管的噪声要大得多。闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。通常零中频接收机的大部分增益放在基带级，射频前端部分的低噪放与混频器的典型增益大约为30 dB。因此有用信号经下变频后的幅度仅为几十微伏，噪声的影响十分严重。因此，零中频结构中的混频器不仅设计成有一定的增益，而且设计时应尽量减小混频器的噪声。
图8所示的谐波混频器中晶体管M1和M2由射频差分信号Vrf+和Vrf-驱动，M1和M2是噪声的主要来源，注入电流Io的作用是减少晶体管M1和M2中的电流，从而减小噪声。
I/Q失配(I/Q Mismatch)
采用零中频方案进行数字通信时，如果同相和正交两支路不一致，例如混频器的增益不同，两个本振信号相位差不是严格的90o，会引起基带I/Q信号的变化，即产生I/Q失配问题。以前I/Q失配问题是数字设计时的主要障碍，随着集成度的提高，I/Q失配虽已得到相应改善，但设计时仍应引起足够的重视。
结语
本文讨论了超外差和零中频两种结构的特点，分析了零中频结构存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏
差、闪烁噪声等问题产生的原因，并给出了零中频接收机的设计方法和相关技术。■
参考文献：
1． Behzad Razavi,“Design Considerations for Direct-Conversion Receivers’, IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, Vol. 44, No. 6, June 1997.
2． Asad A. Abidi,‘Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications’, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 30, No. 12, Dec. 1995.
3． Zhaofeng Zhang, Zhiheng Chen, Jack Lau, ‘A 900MHz CMOS Balanced Harmonic Mixer for Direct Conversion Receivers’, IEEE 2000.
图1 超外差接收机结构框图
图2 零中频接收机结构框图
图3 零中频本振泄漏示意图
图4 强干扰信号在偶次失真下产生的干扰
图5 射频信号在偶次失真下产生的干扰
图6 (a)本振泄漏自混频 (b)干扰自混频
图7 谐波混频路工作原理
More info：
Zero –IF：
Info1 本振信号频率与射频信号频率相同，混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成。
零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。
不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。
Info2 ：零中频也称为直接下变频(或自差)结构，它将信息直接变换到传输频带(在接收端则直接从传输频
带恢复信息)，零中频概念早在超外差接收机结构出现之前就诞生了。虽然过去它曾经很难实际应用，但其整体结构简单、零件数目少的优点一直颇具吸引力。零中频结构中存在非常棘手的直流漂移问题。现在，透过结合先进的技术和良好的设计实践，许多问题都已得到解决
零中频虽然解决了接收机必须面对的许多虚假频率问题，但却不得不面对相当严重的直流漂移讯号。为了解决这个问题，必须考虑温度和外部因素。由于零中频接收机结构大都在基频进行放大，需要匹配和平衡的自动增益控制(AGC)功能。另一个问题是，发射器中的本振泄漏位于频带中央，并可能干扰邻近的接收机。
零中频接收机
应用零中频技术时，被解调的讯号以直流为中心，必须面对实际电路导入的各种外部直流漂移的干扰。待处理的讯号中不能含有较大的直流成分，否则无法区分哪一部份直流分量属于有效讯号。讯号强度的变化范围约为75dB左右，可能比混频器固有直流偏置导入的直流漂移弱20～40dB。但最大的问题是这个直流漂移不是固定的，它可能随时间、电源电压、温度等外部条件的变化而变化，最糟糕的是，它还受到增益变化的影响。这意味着需要采用动态直流补偿来确保它不对有效讯号产生干扰。
从邻近表面反射回天线的讯号是一个必须补偿的外部因素。根据反射强度和相角的不同，这种途径引起的直流漂移可能相差很大。如果表面是行动的，其中还会包含一个多普勒成分和一个快速变化的衰减成分。此外，邻近表面还会对天线本身的电压驻波比(VSWR)产生影响。如果电压驻波比由于近场加载而产生变化，讯号就会反射回到混频级中，进而产生直流漂移。由于这个直流漂移是随时间变化的，交流耦合或直流反馈回路的角频率响应必须快于反射直流漂移的变化。这个频率通常为100kHz左右。在采集时间线中，必须将这个交流耦合的响应时间纳入考虑，采用802.11a协议时尤其如此，因为其报头仅持续16毫秒。
直流补偿问题
对付直流漂移和增益平衡问题的方法有以下几种：1. 避免使用零中频。考虑使用超外差技术，此时直流在通带之外，且讯号可只用一个放大器进行放大。2. 各级都采用交流耦合。3. 采用带直流反馈的直流耦合(其工作方式与交流耦合有些类似)。
为了使零中频的概念付诸实用，需要付出许多代价。零中频接收机透过天线基本上把整个频谱都接收下来，并经单边带下变频将所需讯号变换到基频或零中频频率。随后，它使用低通滤波器来滤出感兴趣的讯号，再将其放大并进行检测。合成器与所需讯号处于同一个频率，下变频讯号以直流为中心。通常，需要的讯号必须作为一个直流讯号来进行处理，而且必须克服混频器中一个(相对)较大的直流漂移才能正确检出。
此外，基频讯号是复讯号，包含实部和虚部(I和Q)。这两个讯号的大小可能从几毫伏到几伏，必须进行线性放大，同时保持其相对幅度和相位不变。因此，自动增益控制(AGC)电路必须在两个匹配得很好的AGC放大器中处理大范围的增益变化。
零中频耦合选择
零中频有两种耦合方式－－交流耦合或直流耦合。
1. 如果射频讯号为直接序列扩频(DSSS)或正交频分再使用(OFDM)，设计人员可将基频讯号进行交流耦合，也可将它们交流放大。这消除了零中频接收机的直流漂移问题。但这种方法有一个困难，它需要的分离电容器器数量很大，并且在每一级中讯号都需要进出芯片。将这些电容器器进行整合是不实际的，因为所需电容器的体积较大。如果前置放大、混频器、低通滤波器和AGC放大器都整合在同一个芯片上，并且讯号按平衡差分讯号进行处理，那么每个交流耦合级需要八个接脚和四个电容器。按照这种方法，至少需要两个交流耦合级。
2. 直流耦合接收机。直流漂移的消除既可透过前面所示的电容器器完成，也可透过实现同一功能的直流反馈技术来完成。这两种方式都具有Qualcomm的频率特性。直流反馈技术的优势在于讯号不必传输到芯片外部，而且无需任何分离电容器。
典型的频谱都包含有许多幅度差别很大的讯号，因此接收机的输入级应该有具有较宽的动态范围。在这个频谱上，所需讯号的频率或高或低。在频带缩减到仅仅包含感兴趣的讯号之前，所有的讯号处理工作都必须针对讯号环境的整个频谱范围。之后，便只需处理有效讯号的动态范围了。如果这个讯号可以被交流耦合和硬限制(hard-limited)，处理起来便会很容易。但是，对一个讯号的I分量和Q分量分别进行硬限制将破坏该讯号的相位和幅度特性。由于基频讯号需要线性放大，因此必须透过一组相互匹配的具有追踪增益控制的I、Q放大器来进行放大。
此外，由于零中频接收机没有中频级，因此不存在使其覆盖很宽讯号频率范围的问题。主要的限制因素是预选滤波器和射频放大级的频宽，以及本振的调谐范围。掌握了这一点，零中频就可很容易地覆盖多个频带。
集成电路技术能做到放大器的严格匹配，使它能够完成自动增益控制工作。这些放大器必须在一个很宽的增益控制范围内在增益和相位上相互匹配。此外，对于封包通讯，增益控制还需要快速实现。例如，IEEE 802.11a的报头长度仅为16毫秒，自动增益控制和直流补偿必须在这段时间内设立起来。
低通滤波器问题
低通滤波器是零中频接收机中唯一的讯息信道选择组件，接收机的所有带内选择都在这个滤波器中实现。低通滤波器必须处理好本振泄漏和来自混频器的射频讯号。例如，802.11a讯号所需低通滤波器的通带为8MHz，而本振泄漏为5.3GHz，几乎高了30倍，因此如果零件的自谐振频率低于这个频率，五极点巴特沃斯滤波器就不能满足要求。如果滤波器是主动的，它将含有一个具有增益频宽功能的增益组件。如果泄漏讯号的频带等于或大于放大器的增益频带，滤波器仍将无法获得理想的响应。
此外，如果要舍弃频率超过放大器转换率极限的大幅度讯号，结果将会导致严重的畸变和交调。因此，可能需要一个被动的集总组件滤波器或将被动和主动滤波器结合起来利用。
低通滤波器的输出讯号中将含有感兴趣的讯号，此外还有噪音和残留的讯息信道外讯号。在纯零中频情况下，感兴趣的讯号占主要部份，无需再进行额外的滤波。这个感兴趣讯号的幅度可以从-95dBm变化到-20dBm(取决于天线情况)，因此必须适应±75dB的动态范围。这可以透过使用一个不带任何前置放大的18位A/D，或是采用60dB的AGC放大和一个8位A/D来实现。在实现高位数的A/D与满足平衡AGC放大器的需求之间需要进行折中。如果在A/D变换之前需要进行额外的滤波，则必须透过提高A/D的分辨率来实现更大动态范围。透过采用更高的A/D分辨率，既能减轻AGC放大器的总体负担，又可放宽A/D之前
的滤波要求，在这里可以作出一个折衷。
自动增益控制放大器工作在基频上，因此它们分别位于I、Q分量的路径上，必须具有相同的特性。即它们一起接受控制，而且在整个工作范围内相差不能超过1dB。这些放大器的相位偏移必须在整个控制范围内匹配，不过，对此要求并不强烈，因为它们的频宽可能比讯号的频宽要宽得多。
零中频接收机在某些方面可以超越传统的超外差式接收机。它不含有SAW滤波器(其群延迟将使讯号产生畸变)，但另一方面，没有了高性能的SAW滤波器，也就意味着零中频接收机的邻道抑制能力减弱了。此外，除了直流漂移之外，零中频接收机受虚假频率的影响大幅增强了。不过，它的功耗稍微高了一些，因为需要利用先进的电路技术来解决零中频面临的一些问题。在组件数目方面，零中频结构具有巨大的优势，参见图3。
在零中频技术中，为了取得必要的I/Q增益和相位平衡，以支持54Mbps OFDM的高误差向量幅度和讯息噪音比需求，需要采用先进的电路设计，包括透过内部校准来处理讯号损伤。
Info 3：
直接变频(Direct-Conversion)或零中频(Zero-IF)的结构存在以下优点：(1)中频频率为零，不存在镜像干扰问题；(2)信道选择在低频进行，可以很方便地利用集成电路对信号进行数字化处理。
Info 4：
通俗点说零中频技术就是直接实现基带信号和射频信号之间的变换。中频的概念是从超外差方式来的。超外差意思是先变化到中频，经滤波后在变换到射频。
超外差电路的优点；
—中频信号 比射频信号低的多，在中频段实现对优用信号的选择比高频段容易实现，因为低频段的滤波器容易实现
—中频段更容易实现高增益且稳定的放大
—在较低固定中频上解调或A/D变换项对容易
超外差电路缺点；
—超外差式接收机的组合干扰频滤电多。这是因为混频器不是一个理想的乘发器，而是一个能完成乘法功能的非线性器件。
—镜像干扰严重
—电路复杂、成本较高及PCB布板面积大。
零中频电路的优点；
—零中频方案直接解调，不存在中频频率，因此没有镜像干扰
—接收机的射频部分只包含了射频放大器与混频器，增益不高]，易于满足线性动态范围的要求。 —电路间单、容易集成、成本低、PCB布板面积小。
零中频电路的缺点；
—本振泄漏。零中频方案的本振频率与信号频率相同，本振信号很容易从变频器的射频口输出，在同过放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻频道的干扰。
—解调器偶次谐波干扰。两个频率相近的干扰信号进入解调器，由于解调器的伏安特性非线性偶次项因起的差频直接进入基带信号，造成干扰。
—直流偏差。直流偏差是零中频方案一 种特有的干扰，是由自混频引起。。
零中频射频接收机技术
作者：东南大学射频与光电集成电路研究所 李智群 王志功
2004年7月A版
摘 要：零中频(Zero IF)或直接变换(Direct-Conversion)接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，正成为射频接收机中极具竞争力的一种结构。本文在介绍超外差(Super Heterodyne)结构与零中频结构性能和特点的基础上，重点分析零中频结构存在的本振泄漏(LO Leakage)、偶次失真(Even-Order Distortion)、直流偏差(DC Offset)、闪烁噪声(Flicker Noise)等问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。
关键词：
引言
近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。优化设计结构和选择合适的制造工艺，
以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，分析零中频结构可能存在的问题，并给出零中频接收机的设计方法和相关技术。 零中频；超外差；本振泄漏；自混频
超外差接收机
超外差(Super Heterodyne)体系结构自1917年由Armstrong发明以来，已被广泛采用。图1为超外差接收机结构框图。在此结构中，由天线接收的射频信号先经过射频带通滤波器(RF BPF)、低噪声放大器(LNA)和镜像干扰抑制滤波器(IR Filter)后，进行第一次下变频，产生固定频率的中频(IF)信号。然后，中频信号经过中频带通滤波器(IF BPF)将邻近的频道信号去除，再进行第二次下变频得到所需的基带信号。低噪声放大器(LNA)前的射频带通滤波器衰减了带外信号和镜像干扰。第一次下变频之前的镜像干扰抑制滤波器用来抑制镜像干扰，将其衰减到可接受的水平。使用可调的本地振荡器(LO1)，全部频谱被下变频到一个固定的中频。下变频后的中频带通滤波器用来选择信道，称为信道选择滤波器。此滤波器在确定接收机的选择性和灵敏度方面起着非常重要的作用。第二下变频是正交的，以产生同相(I)和正交(Q)两路基带信号。
超外差体系结构被认为是最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，直流偏差和本振泄漏问题不会影响接收机的性能。但镜像干扰抑制滤波器和信道选择滤波器均为高Q值带通滤波器，它们只能在片外实现，从而增大了接收机的成本和尺寸。目前，要利用集成电路制造工艺将这两个滤波器与其它射频电路一起集成在一块芯片上存在很大的困难。因此，超外差接收机的单片集成因受到工艺技术方面的限制而难以实现。
零中频接收机
由于零中频接收机不需要片外高Q值带通滤波器，可以实现单片集成，而受到广泛的重视。图2为零中频接收机结构框图。其结构较超外差接收机简单许多。接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号。由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成。
零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。
不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。
本振泄漏(LO Leakage)
零中频结构的本振频率与信号频率相同，如果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频口输出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰，图3给出了本振泄漏示意图。本振泄漏在超外差式接收机中不容易发生，因为本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外。
偶次失真(Even-Order Distortion)
典型的射频接收机仅对奇次互调的影响较为敏感。在零中频结构中，偶次互调失真同样会给接收机带来问题。如图4所示，假设在所需信道的附近存在两个很强的干扰信号，LNA存在偶次失真，其特性为y(t)=a1x(t)+a2x2(t)。若x(t)=A1cosw1t+A2cosw2t，则y(t)中包含a2A1A2cos(w1-w2)t项，这表明两个高频干扰经过含有偶次失真的LNA将产生一个低频干扰信号。若混频器是理想的，此信号与本振信号coswLOt混频后，将被搬移到高频，对接收机没有影响。然而实际的混频器并非理想， RF口与IF口的隔离有限，干扰信号将由混频器的RF口直通进入IF口，对基带信号造成干扰。
偶次失真的另一种表现形式是，射频信号的二次谐波与本振输出的二次谐波混频后，被下变频到基带上，与基带信号重叠，造成干扰，变换过程如图5所示。
这里我们仅考虑了LNA的偶次失真。在实际中，混频器RF端口会遇到同样问题，应引起足够的重视。因为加在混频器RF端口上的信号是经LNA放大后的射频信号，该端口是射频通路中信号幅度最强的地方，所以混频器的偶次非线性会在输出端产生严重的失真。
偶次失真的解决方法是在低噪放和混频器中使用全差分结构以抵消偶次失真。
直流偏差(DC Offset)
直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频(Self-Mixing)引起的。泄漏的本振信号可以分别从低噪放的输出端、滤波器的输出端及天线端反射回来，或泄漏的信号由天线接收下来，进入混频器的射频口。它和本振口进入的本振信号相混频，差拍频率为零，即为直流，如图6(a)所示。同样，进入低噪放的强干扰信号也会由于混频器的各端口隔离性能不好而漏入本振口，反过来和射频口来的
强干扰相混频，差频为直流，如图6(b)所示。
这些直流信号将叠加在基带信号上，并对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。
经过上述分析，我们可以来估算自混频引起的直流偏差。假设在图6(a)中，由天线至X点的总增益约为100 dB，本振信号的峰峰值为0.63 V(在50 Ω中为0 dBm)，在耦合到A点时信号被衰减了60 dB。如果低噪放和混频器的总增益为30 dB，则混频器输出端将产生大约7 mV的直流偏差。而在这一点上的有用信号电平可以小到30 μVrms。因此，如果直流偏差被剩余的70 dB增益直接放大，放大器将进入饱和状态，失去对有用信号的放大功能。
当自混频随时间发生变化时，直流偏差问题将变得十分复杂。这种情况可在下面的条件下发生：当泄漏到天线的本振信号经天线发射出去后又从运动的物体反射回来被天线接收，通过低噪放进入混频器，经混频产生的直流偏差将是时变的。
由上述讨论可知，如何消除直流偏差是设计零中频接收机时要重点考虑的内容。
交流耦合(AC Coupling)
将下变频后的基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器，以此消除直流偏差的干扰。对于直流附近集中了比较大能量的基带信号，这种方法会增加误码率，不宜采用。因此减少直流偏差干扰的有效方法是将欲发射的基带信号进行适当的编码并选择合适的调制方式，以减少基带信号在直流附近的能量。此时可以用交流耦合的方法来消除直流偏差而不损失直流能量。缺点是要用到大电容，增大了芯片的面积。
谐波混频(Harmonic Mixing)
谐波混频器的工作原理如图7所示。本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，从而有效地抑制了直流偏差。
图8给出一个CMOS谐波混频器，本振信号的二次谐波可通过CMOS晶体管固有的平方律特性得到。晶体管M3和M4组成的电路将差分本振电压Vlo+和Vlo-转换为具有二次谐波的时变电流，本振信号的基频和奇次谐波在漏极连接处被抵消，产生谐波混频器所需的本振信号的二次谐波电流，实现谐波混频。
闪烁噪声(Flicker Noise)
有源器件内的闪烁噪声又称为噪声，其大小随着频率的降低而增加，主要集中在低频段。与双极性晶体管相比，场效应晶体管的噪声要大得多。闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。通常零中频接收机的大部分增益放在基带级，射频前端部分的低噪放与混频器的典型增益大约为30 dB。因此有用信号经下变频后的幅度仅为几十微伏，噪声的影响十分严重。因此，零中频结构中的混频器不仅设计成有一定的增益，而且设计时应尽量减小混频器的噪声。
图8所示的谐波混频器中晶体管M1和M2由射频差分信号Vrf+和Vrf-驱动，M1和M2是噪声的主要来源，注入电流Io的作用是减少晶体管M1和M2中的电流，从而减小噪声。
I/Q失配(I/Q Mismatch)
采用零中频方案进行数字通信时，如果同相和正交两支路不一致，例如混频器的增益不同，两个本振信号相位差不是严格的90o，会引起基带I/Q信号的变化，即产生I/Q失配问题。以前I/Q失配问题是数字设计时的主要障碍，随着集成度的提高，I/Q失配虽已得到相应改善，但设计时仍应引起足够的重视。
结语
本文讨论了超外差和零中频两种结构的特点，分析了零中频结构存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏
差、闪烁噪声等问题产生的原因，并给出了零中频接收机的设计方法和相关技术。■
参考文献：
1． Behzad Razavi,“Design Considerations for Direct-Conversion Receivers’, IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, Vol. 44, No. 6, June 1997.
2． Asad A. Abidi,‘Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications’, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 30, No. 12, Dec. 1995.
3． Zhaofeng Zhang, Zhiheng Chen, Jack Lau, ‘A 900MHz CMOS Balanced Harmonic Mixer for Direct Conversion Receivers’, IEEE 2000.
图1 超外差接收机结构框图
图2 零中频接收机结构框图
图3 零中频本振泄漏示意图
图4 强干扰信号在偶次失真下产生的干扰
图5 射频信号在偶次失真下产生的干扰
图6 (a)本振泄漏自混频 (b)干扰自混频
图7 谐波混频路工作原理
More info：
Zero –IF：
Info1 本振信号频率与射频信号频率相同，混频后直接产生基带信号，而信道选择和增益调整在基带上进行，由芯片上的低通滤波器和可变增益放大器完成。
零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。
不过零中频结构存在着直流偏差、本振泄漏和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。
Info2 ：零中频也称为直接下变频(或自差)结构，它将信息直接变换到传输频带(在接收端则直接从传输频
带恢复信息)，零中频概念早在超外差接收机结构出现之前就诞生了。虽然过去它曾经很难实际应用，但其整体结构简单、零件数目少的优点一直颇具吸引力。零中频结构中存在非常棘手的直流漂移问题。现在，透过结合先进的技术和良好的设计实践，许多问题都已得到解决
零中频虽然解决了接收机必须面对的许多虚假频率问题，但却不得不面对相当严重的直流漂移讯号。为了解决这个问题，必须考虑温度和外部因素。由于零中频接收机结构大都在基频进行放大，需要匹配和平衡的自动增益控制(AGC)功能。另一个问题是，发射器中的本振泄漏位于频带中央，并可能干扰邻近的接收机。
零中频接收机
应用零中频技术时，被解调的讯号以直流为中心，必须面对实际电路导入的各种外部直流漂移的干扰。待处理的讯号中不能含有较大的直流成分，否则无法区分哪一部份直流分量属于有效讯号。讯号强度的变化范围约为75dB左右，可能比混频器固有直流偏置导入的直流漂移弱20～40dB。但最大的问题是这个直流漂移不是固定的，它可能随时间、电源电压、温度等外部条件的变化而变化，最糟糕的是，它还受到增益变化的影响。这意味着需要采用动态直流补偿来确保它不对有效讯号产生干扰。
从邻近表面反射回天线的讯号是一个必须补偿的外部因素。根据反射强度和相角的不同，这种途径引起的直流漂移可能相差很大。如果表面是行动的，其中还会包含一个多普勒成分和一个快速变化的衰减成分。此外，邻近表面还会对天线本身的电压驻波比(VSWR)产生影响。如果电压驻波比由于近场加载而产生变化，讯号就会反射回到混频级中，进而产生直流漂移。由于这个直流漂移是随时间变化的，交流耦合或直流反馈回路的角频率响应必须快于反射直流漂移的变化。这个频率通常为100kHz左右。在采集时间线中，必须将这个交流耦合的响应时间纳入考虑，采用802.11a协议时尤其如此，因为其报头仅持续16毫秒。
直流补偿问题
对付直流漂移和增益平衡问题的方法有以下几种：1. 避免使用零中频。考虑使用超外差技术，此时直流在通带之外，且讯号可只用一个放大器进行放大。2. 各级都采用交流耦合。3. 采用带直流反馈的直流耦合(其工作方式与交流耦合有些类似)。
为了使零中频的概念付诸实用，需要付出许多代价。零中频接收机透过天线基本上把整个频谱都接收下来，并经单边带下变频将所需讯号变换到基频或零中频频率。随后，它使用低通滤波器来滤出感兴趣的讯号，再将其放大并进行检测。合成器与所需讯号处于同一个频率，下变频讯号以直流为中心。通常，需要的讯号必须作为一个直流讯号来进行处理，而且必须克服混频器中一个(相对)较大的直流漂移才能正确检出。
此外，基频讯号是复讯号，包含实部和虚部(I和Q)。这两个讯号的大小可能从几毫伏到几伏，必须进行线性放大，同时保持其相对幅度和相位不变。因此，自动增益控制(AGC)电路必须在两个匹配得很好的AGC放大器中处理大范围的增益变化。
零中频耦合选择
零中频有两种耦合方式－－交流耦合或直流耦合。
1. 如果射频讯号为直接序列扩频(DSSS)或正交频分再使用(OFDM)，设计人员可将基频讯号进行交流耦合，也可将它们交流放大。这消除了零中频接收机的直流漂移问题。但这种方法有一个困难，它需要的分离电容器器数量很大，并且在每一级中讯号都需要进出芯片。将这些电容器器进行整合是不实际的，因为所需电容器的体积较大。如果前置放大、混频器、低通滤波器和AGC放大器都整合在同一个芯片上，并且讯号按平衡差分讯号进行处理，那么每个交流耦合级需要八个接脚和四个电容器。按照这种方法，至少需要两个交流耦合级。
2. 直流耦合接收机。直流漂移的消除既可透过前面所示的电容器器完成，也可透过实现同一功能的直流反馈技术来完成。这两种方式都具有Qualcomm的频率特性。直流反馈技术的优势在于讯号不必传输到芯片外部，而且无需任何分离电容器。
典型的频谱都包含有许多幅度差别很大的讯号，因此接收机的输入级应该有具有较宽的动态范围。在这个频谱上，所需讯号的频率或高或低。在频带缩减到仅仅包含感兴趣的讯号之前，所有的讯号处理工作都必须针对讯号环境的整个频谱范围。之后，便只需处理有效讯号的动态范围了。如果这个讯号可以被交流耦合和硬限制(hard-limited)，处理起来便会很容易。但是，对一个讯号的I分量和Q分量分别进行硬限制将破坏该讯号的相位和幅度特性。由于基频讯号需要线性放大，因此必须透过一组相互匹配的具有追踪增益控制的I、Q放大器来进行放大。
此外，由于零中频接收机没有中频级，因此不存在使其覆盖很宽讯号频率范围的问题。主要的限制因素是预选滤波器和射频放大级的频宽，以及本振的调谐范围。掌握了这一点，零中频就可很容易地覆盖多个频带。
集成电路技术能做到放大器的严格匹配，使它能够完成自动增益控制工作。这些放大器必须在一个很宽的增益控制范围内在增益和相位上相互匹配。此外，对于封包通讯，增益控制还需要快速实现。例如，IEEE 802.11a的报头长度仅为16毫秒，自动增益控制和直流补偿必须在这段时间内设立起来。
低通滤波器问题
低通滤波器是零中频接收机中唯一的讯息信道选择组件，接收机的所有带内选择都在这个滤波器中实现。低通滤波器必须处理好本振泄漏和来自混频器的射频讯号。例如，802.11a讯号所需低通滤波器的通带为8MHz，而本振泄漏为5.3GHz，几乎高了30倍，因此如果零件的自谐振频率低于这个频率，五极点巴特沃斯滤波器就不能满足要求。如果滤波器是主动的，它将含有一个具有增益频宽功能的增益组件。如果泄漏讯号的频带等于或大于放大器的增益频带，滤波器仍将无法获得理想的响应。
此外，如果要舍弃频率超过放大器转换率极限的大幅度讯号，结果将会导致严重的畸变和交调。因此，可能需要一个被动的集总组件滤波器或将被动和主动滤波器结合起来利用。
低通滤波器的输出讯号中将含有感兴趣的讯号，此外还有噪音和残留的讯息信道外讯号。在纯零中频情况下，感兴趣的讯号占主要部份，无需再进行额外的滤波。这个感兴趣讯号的幅度可以从-95dBm变化到-20dBm(取决于天线情况)，因此必须适应±75dB的动态范围。这可以透过使用一个不带任何前置放大的18位A/D，或是采用60dB的AGC放大和一个8位A/D来实现。在实现高位数的A/D与满足平衡AGC放大器的需求之间需要进行折中。如果在A/D变换之前需要进行额外的滤波，则必须透过提高A/D的分辨率来实现更大动态范围。透过采用更高的A/D分辨率，既能减轻AGC放大器的总体负担，又可放宽A/D之前
的滤波要求，在这里可以作出一个折衷。
自动增益控制放大器工作在基频上，因此它们分别位于I、Q分量的路径上，必须具有相同的特性。即它们一起接受控制，而且在整个工作范围内相差不能超过1dB。这些放大器的相位偏移必须在整个控制范围内匹配，不过，对此要求并不强烈，因为它们的频宽可能比讯号的频宽要宽得多。
零中频接收机在某些方面可以超越传统的超外差式接收机。它不含有SAW滤波器(其群延迟将使讯号产生畸变)，但另一方面，没有了高性能的SAW滤波器，也就意味着零中频接收机的邻道抑制能力减弱了。此外，除了直流漂移之外，零中频接收机受虚假频率的影响大幅增强了。不过，它的功耗稍微高了一些，因为需要利用先进的电路技术来解决零中频面临的一些问题。在组件数目方面，零中频结构具有巨大的优势，参见图3。
在零中频技术中，为了取得必要的I/Q增益和相位平衡，以支持54Mbps OFDM的高误差向量幅度和讯息噪音比需求，需要采用先进的电路设计，包括透过内部校准来处理讯号损伤。
Info 3：
直接变频(Direct-Conversion)或零中频(Zero-IF)的结构存在以下优点：(1)中频频率为零，不存在镜像干扰问题；(2)信道选择在低频进行，可以很方便地利用集成电路对信号进行数字化处理。
Info 4：
通俗点说零中频技术就是直接实现基带信号和射频信号之间的变换。中频的概念是从超外差方式来的。超外差意思是先变化到中频，经滤波后在变换到射频。
超外差电路的优点；
—中频信号 比射频信号低的多，在中频段实现对优用信号的选择比高频段容易实现，因为低频段的滤波器容易实现
—中频段更容易实现高增益且稳定的放大
—在较低固定中频上解调或A/D变换项对容易
超外差电路缺点；
—超外差式接收机的组合干扰频滤电多。这是因为混频器不是一个理想的乘发器，而是一个能完成乘法功能的非线性器件。
—镜像干扰严重
—电路复杂、成本较高及PCB布板面积大。
零中频电路的优点；
—零中频方案直接解调，不存在中频频率，因此没有镜像干扰
—接收机的射频部分只包含了射频放大器与混频器，增益不高]，易于满足线性动态范围的要求。 —电路间单、容易集成、成本低、PCB布板面积小。
零中频电路的缺点；
—本振泄漏。零中频方案的本振频率与信号频率相同，本振信号很容易从变频器的射频口输出，在同过放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻频道的干扰。
—解调器偶次谐波干扰。两个频率相近的干扰信号进入解调器，由于解调器的伏安特性非线性偶次项因起的差频直接进入基带信号，造成干扰。
—直流偏差。直流偏差是零中频方案一 种特有的干扰，是由自混频引起。。