1课程设计的目的
通过课程设计，培养综合运用本门课程及有关先修课程的基本知识去解决某一实际问题的实际本领，加深对该课程知识的理解。
主要培养以下能力:查阅资料：搜集与本设计有关部门的资料(包括从已发表的文献中和从生产现场中搜集) 的能力；方案的选择：树立既考虑技术上的先进性与可行性, 又考虑经济上的合理性, 并注意提高分析和解决实际问题的能力；迅速准确的进行工程计算的能力, 计算机应用能力；用简洁的文字, 清晰的图表来表达自己设计思想的能力。
为以后的毕业设计奠定了坚实的基础。 2课程设计的题目描述和要求 （1） 设计要求
①直流输出电压U O =20V，最大输出电流I Omax =200mA
②稳定程度：当电网电压变化±10％时，输出电压U O 的变化小于±0.5％；电源内阻RO ≤0.5Ω（即I O 由变到200mA 时，输出电压的变化值△U O ≤ 0.5Ω×200mA=0.1V，为输出电压U O =20V的0.5％）
③输出端纹波电压有效值小于5mV
④工作温度：-10℃～+40℃ （2） 电路可以达到的技术指标
①输出电压U O =20V，输出电流I O =0～200mA
②电网电压波动±10％，输出电压变化小于±0.1％ ③电源内阻R O ≤0.1Ω
④输出纹波电压有效值小于2mV 3课程设计报告内容 3.1设计方案的选用和说明
串联型稳压电路：串联型稳压电路是以稳压管稳压电路为基础，利用晶体管的电流放大作用，增大负载的电流；在电路中引入深度电压负反馈使输出电压稳定；并且，通过改变反馈网络参数使输出电压可调。
串联反馈型晶体管稳压电路：工作在放大区的晶体管，它的集-射极之间的
电压U ce 和集电极电流I c 随基极电流I b 的大小而变动。当基极电流I b 增加时，U ce 将减小，I c 将增大，这相当于晶体管集电极与发射极间的电阻减小；而当基极电流I b 减小时，U ce 将增大，I c 将减小，这就相当于晶体管集电极与发射极之间所呈现的电阻增大。由此可见，在线性放大区工作的晶体管，在基极电流的控制下，集-射极之间的电阻是可以改变的。所以，晶体管完全可以充当串联反馈型稳压电路的调整元件，称为调整管。用晶体管作调整管的串联反馈型稳压电路叫做反馈型晶体管稳压电路。
所以，可以选用串联型稳压电路来实现对串联反馈调整型稳压电路的设计。 3.2设计方案的各部分工作原理
单相交流电经过电源变压器，整流电路和稳压电路，滤波电路和稳压电路转
换成稳定的直流电压，其方框及各电路的输出电压波形如图3.2.1所示，下面就各部分的作用加以介绍。
图3.2.1 直流稳压电源方框图
直流电源的输入为220V 的电网电压，一般情况下，所需直流电压的数值和电网电压的数值相差较大，因而需要通过电源变压器降压后，再对交流电压进行处理。变压器副边电压有效值决定于后面电路的需要。目前有些电路不用变压器，利用其他的方法升压或者降压。
变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换成直流电压，即将正弦波电压转换为单一方向的脉动电压。半波整流电路和全波整流电路的波形如图中所画。可以看出，它们均含有较大的交流分量，会影响负载电路的正常工作；例如，交流分量会混入输入信号被放大电路放大，甚至在放大电路的输出端所混入的电源交流分量大于有用信号，因而不能直接作为电子电路的供电电源。应当指出，图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形，输入滤波电路后将有所变化。
为了减小电压的脉动，需要通过低通滤波电路滤波，使输出电压平滑。理想
情况下，应将交流分量全部滤掉，使滤波电路的输出电压仅为直流电压。然而，由于滤波电路为无源电路，所以接入负载后势必影响其滤波效果，对于稳定性要求不高的电子电路，整流，滤波后的直流电压可以作为供电电源。
交流电压通过整流，滤波后虽然变为交流分量较小的直流电压，但是当电网电压波动或者负载变化时，其平均值也将随之变化。稳压电路的功能是使输出直流电压基本不受电网电压波动和负载电阻变换的影响，从而获得足够高的稳定性。
（1）整流电路
采用单相桥整流电路
单相桥式整流电路，它由四个二极管接成电桥形式构成。其构成原则就是保证在变压器副边电压U 2的整个周期内，负载上的电压和电流方向始终不变。若达到这一目的，就要在U 2的正、负半周期内正确引导流向负载的电流，使其方向不变，所以要接二极管，以引导电流，如图3.2.2所示。
图3.2.2 单相桥式整流电路的几种画法 设变压器副边电压u 2=
U 2sin ωt 。U 2为其有效值。
当u 2为正半周时，电流由a 点流出，经D 1、R L 、D 3流入B 点，如图3.2.2（a ）所示，因而负载电阻RL 上的电压等于变压器副边电压，即u o =u2。D 2和D 4管承受的反向电压为-u 2。当u 2为负半周时，电流由b 点流出，经D 2、R L 、D 4流入a 点，如图3.2.2（a ）所示，负载电阻RL 上的电压是-u 2，D 1、D 3承受的反向电压是u 2。
这样，由于D 1、D 3和D 2、D 4两对二极管交替导通，致使负载电阻RL 上在u 2
的整个周期内都有电流通过，而且方向不变，输出电压u o =｜
U 2sin ωt ｜。图
3.2.3
所示为单相桥式整流电路各部分的电压和电流的波形。
图3.2.3 单相桥式整流电路的波形图
（2）滤波电路
整流电路将交流电变为脉动直流电，但其中含有大量的直流和交流成分(称为纹波电压) 。这样的直流电压作为电镀、蓄电池充电的电源还是允许的，但作为大多数电子设备的电源，将会产生不良影响，甚至不能正常工作。在整流电路之后，需要加接，尽量减小输出电压中交流分量，使之接近于理想的直流电压。
电容滤波电路是最常见的也是最简单的滤波电路，在整流电路的输出端并联一个电容滤波电路，如图3.2.4所示。
图3.2.4 桥式整流电容滤波电路
假定在t = 0时接通电路，u 2为正半周，当u 2由零上升时，VD 1、VD 3导通，C 被充电，因此u O =uC ≈u 2，在u 2达到最大值时，u O 也达到最大值，见图
3.2.4(b)
中a 点，然后u 2下降，此时u C >u2，VD 1、VD 3截止，电容C 向负载电阻R L 放电，由于放电时间常数τ=RL C 一般较大，电容电压u C 按指数规律缓慢下降。当u O (uC ) 下降到图3.2.4(b)中b 点后，u 2>uC ，VD 2、VD 4导通，电容C 再次被充电，输出电压增大，以后重复上述充、放电过程。
整流电路接入滤波电容后，不仅使输出电压变得平滑、纹波显著减小，同时输出电压的平均值也增大了。电容滤波电路简单，输出电压平均值U O 较高，脉动较小，但是二极管中有较大的冲击电流。因此，电容滤波电路一般适用于输出电压较高、负载电流较小并且变化也较小的场合。 （3）稳压电路
三极管被称为调整管。串联型稳压电路组成框图如图3.2.5(a)所示，它由调整管、取样电路、基准电压和比较放大电路等部分组成。图3.2.5(b)所示为串联反馈式稳压电路的原理电路图。
图3.2.5
串联反馈式稳压电路
VT 为调整管，它工作在线性放大区，故又称为线性稳压电路。R 3和稳压
管VD 组成基准电压源，为集成运放A 的同相输入端提供基准电压;R 1、R 2和R p 组成取样电路，它将稳压电路的输出电压分压后送到集成运放A 的反相输入端；集成运放A 构成比较放大电路，用来对取样电压与基准电压的差值进行放大。
可见，电路是靠引入深度电压负反馈来稳定电压的。 3.3相关的计算
（1）整流滤波电路有关参数设计考虑
负载电流不太大，采用桥式整流电容滤波电路。为了保证调整管工作在远离饱和区的线性放大区，一般要求U CE1=5～10V 。U CE1选的大，输出调整范围可宽些，但是调整管管耗大。考虑到整流滤波电压存在一定的纹波电压，现选U CE1=10V，则整流滤波电路输出直流电压取U I =30V。
整流滤波电路输出电流I I =I1+I2+I4+IO ，为了保证空载（I O =0）时，大功率管仍有较大的电流放大倍数，I E1=I1+I4不宜太大，I E1一般大于20～30mA 左右。另外考虑到I 2，为留有一定的余量，整流滤波电路最大输出电流设计值取I Imax =240mA。
由于桥是电路二极管整流电流I F 为负载电流的一半，故I Fmax ﹥120mA ，整流二极管选2CP21即可满足要求。
滤波电容C 1选500u/50V；变压器副边电压有效值
U 2≈U 1÷1.2≈25V 。 （3-1）
（2）调整管设计选择
VT 1调整管的选择应该从最不利的情形考虑： ①U CE1max =1.1U1-U o ＜U CEO 集射极反向击穿电压； ②I C1max =I1+I4+IOmax ＜I CM 最大允许的集电极电流；
③P Cmax =(1.1UI -U O )(I1+I4+IOmax ) 晶体管允许的最大损耗功率。
VT 1调整管最大集射电压发生在空载时，由于电容C 1的滤波作用，空载时的整流滤波输出电压接近U I =1.1×1.4U 2≈35V ，再考虑到电网电压波动＋10％，即整流滤波输出电压最大值为
U Imax =1.1×1.4U 2≈39V （3-2）
所以，调整管集射极承受的最大的电压应该满足 U CEImax =UImax -U O =39-20=19V＜U CEO 由前分析可知，I CLmax 应满足
ICLmax =I1+I4+IOmax =240mA＜I CM （3-4） 晶体管的最大管耗PC1max 发生在满载、且电网电压为最高时，应满足 PC1max =（1.1×1.2U 2-U 0）（I 1+I4+IOmax ）=13V×240mA ≈3.1W ＜P CM （3-5） 差晶体管手册知，3DA1A 满足上述要求，其U CEO =40V，I CM =750mA，P CM =7.5W（散热片120×120×3mm 3），β≥20。
VT 2管选择与VT 1管相同，最大集电极电流为
IC2max ≈240/20=12mA （3-6） 最大管压降为
UCE1max ≈U Imax -U O =39-20=19V （3-7）
（3-3）
最大管耗为
PC2max =(1.1×1.2U 2-U O )I O2max =13V×12mA ≈156mW （3-8） 查手册可知，3DG4E 满足要求，其U CEO ≥20V,I CM =30Ma,PCM =300Mw (3) 基准电压电路
选择的基准电压应满足U Z ＜U O , 但U Z 也不能太低，否则，取样电路分压比减小，会使输出电压的稳压度降低。本设计选2CW5稳压管，其U Z =12V，I Zmin ≥5mA 。稳压管击穿电流I Z 适当选大些，其动态电阻r Z 更小，基准电压U Z 更稳定。本设计电路中，I Z =I4+IE3，在工作过程中I E3是变化的，为了提高基准电压U Z 的稳定度，应满足I 4＞＞I E3，所以，I Z ≈I 4，本设计选I Z ≈I 4=8mA，则限流电阻R 4为
R4=(UO -U Z )/I4=(20V-12V)/8mA=1KΩ （3-9） （3）取样电阻（R1、R2、R3）的选择
取样电阻选择遵循如下几条原则：
①取样电阻总阻值不易太大，取样电阻总阻值选取应满足I 1＞＞I B3，这样VT 3管基极电流I B3的变化才不致使取样电路分压比发生变化。为了使稳压电源空载时，大功率管VT 1也能正常工作在电流放大倍数较大的线性放大区，选I 1+I4=40mA，知I 4=8mA，所以I 1=32mA。由此可知
R1+R2+R3≤U O /I1=20V/32mA=625Ω （3-10） 从减小损耗角度考虑，R 1+R2+R3也不要选的太小，本设计电路选R 1+R2+R3=500Ω。
②分压比应保证输出电压U O =20V。如果忽略U BE3，则有
UZ ≈U O (R22+R3)/(R1+R2+R3) （3-11） 将U Z =12V,UO =20V,R1+R2+R3=500Ω代入上式，可解得R 22+R3=300Ω，因此，可选R 1=150Ω，R 3=200Ω，R 2用150Ω电位器。 （4）比较放大器电路参数选择
比较放大器中VT 3管采用高频小功率管2DG4E ，并使VT 3管工作在电流放大倍数较大的放大区。由图可知：I 2=IB2+IC3；因此，一方面要保证VT 1管能输出240mA 的最大电流，即要求I 2＞I B2max =IC2max /β2=12mA/30=0.4mA；另一方面，又希望VT 3管集电极电阻R C 尽可能大些，以获得较大的放大倍数，提高输出电压的稳压度，所以，I 2也不能太大，选I 2=1.5mA。故有
RC =(UI -U C3)/I2=(UI -I O -2U BE )/I2
≈(30V-21.4V)/1.5mA≈5.7K Ω （3-12） 为了消除稳压电源（深度负反馈）有可能产生的寄生高频振荡，在VT3管集电极与地之间连接了一个小电容C3(0.05μF) 。为了进一步减小纹波电压。在电源输出端增加了一个滤波电容C2(500μF) 。
1课程设计的目的
通过课程设计，培养综合运用本门课程及有关先修课程的基本知识去解决某一实际问题的实际本领，加深对该课程知识的理解。
主要培养以下能力:查阅资料：搜集与本设计有关部门的资料(包括从已发表的文献中和从生产现场中搜集) 的能力；方案的选择：树立既考虑技术上的先进性与可行性, 又考虑经济上的合理性, 并注意提高分析和解决实际问题的能力；迅速准确的进行工程计算的能力, 计算机应用能力；用简洁的文字, 清晰的图表来表达自己设计思想的能力。
为以后的毕业设计奠定了坚实的基础。 2课程设计的题目描述和要求 （1） 设计要求
①直流输出电压U O =20V，最大输出电流I Omax =200mA
②稳定程度：当电网电压变化±10％时，输出电压U O 的变化小于±0.5％；电源内阻RO ≤0.5Ω（即I O 由变到200mA 时，输出电压的变化值△U O ≤ 0.5Ω×200mA=0.1V，为输出电压U O =20V的0.5％）
③输出端纹波电压有效值小于5mV
④工作温度：-10℃～+40℃ （2） 电路可以达到的技术指标
①输出电压U O =20V，输出电流I O =0～200mA
②电网电压波动±10％，输出电压变化小于±0.1％ ③电源内阻R O ≤0.1Ω
④输出纹波电压有效值小于2mV 3课程设计报告内容 3.1设计方案的选用和说明
串联型稳压电路：串联型稳压电路是以稳压管稳压电路为基础，利用晶体管的电流放大作用，增大负载的电流；在电路中引入深度电压负反馈使输出电压稳定；并且，通过改变反馈网络参数使输出电压可调。
串联反馈型晶体管稳压电路：工作在放大区的晶体管，它的集-射极之间的
电压U ce 和集电极电流I c 随基极电流I b 的大小而变动。当基极电流I b 增加时，U ce 将减小，I c 将增大，这相当于晶体管集电极与发射极间的电阻减小；而当基极电流I b 减小时，U ce 将增大，I c 将减小，这就相当于晶体管集电极与发射极之间所呈现的电阻增大。由此可见，在线性放大区工作的晶体管，在基极电流的控制下，集-射极之间的电阻是可以改变的。所以，晶体管完全可以充当串联反馈型稳压电路的调整元件，称为调整管。用晶体管作调整管的串联反馈型稳压电路叫做反馈型晶体管稳压电路。
所以，可以选用串联型稳压电路来实现对串联反馈调整型稳压电路的设计。 3.2设计方案的各部分工作原理
单相交流电经过电源变压器，整流电路和稳压电路，滤波电路和稳压电路转
换成稳定的直流电压，其方框及各电路的输出电压波形如图3.2.1所示，下面就各部分的作用加以介绍。
图3.2.1 直流稳压电源方框图
直流电源的输入为220V 的电网电压，一般情况下，所需直流电压的数值和电网电压的数值相差较大，因而需要通过电源变压器降压后，再对交流电压进行处理。变压器副边电压有效值决定于后面电路的需要。目前有些电路不用变压器，利用其他的方法升压或者降压。
变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换成直流电压，即将正弦波电压转换为单一方向的脉动电压。半波整流电路和全波整流电路的波形如图中所画。可以看出，它们均含有较大的交流分量，会影响负载电路的正常工作；例如，交流分量会混入输入信号被放大电路放大，甚至在放大电路的输出端所混入的电源交流分量大于有用信号，因而不能直接作为电子电路的供电电源。应当指出，图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形，输入滤波电路后将有所变化。
为了减小电压的脉动，需要通过低通滤波电路滤波，使输出电压平滑。理想
情况下，应将交流分量全部滤掉，使滤波电路的输出电压仅为直流电压。然而，由于滤波电路为无源电路，所以接入负载后势必影响其滤波效果，对于稳定性要求不高的电子电路，整流，滤波后的直流电压可以作为供电电源。
交流电压通过整流，滤波后虽然变为交流分量较小的直流电压，但是当电网电压波动或者负载变化时，其平均值也将随之变化。稳压电路的功能是使输出直流电压基本不受电网电压波动和负载电阻变换的影响，从而获得足够高的稳定性。
（1）整流电路
采用单相桥整流电路
单相桥式整流电路，它由四个二极管接成电桥形式构成。其构成原则就是保证在变压器副边电压U 2的整个周期内，负载上的电压和电流方向始终不变。若达到这一目的，就要在U 2的正、负半周期内正确引导流向负载的电流，使其方向不变，所以要接二极管，以引导电流，如图3.2.2所示。
图3.2.2 单相桥式整流电路的几种画法 设变压器副边电压u 2=
U 2sin ωt 。U 2为其有效值。
当u 2为正半周时，电流由a 点流出，经D 1、R L 、D 3流入B 点，如图3.2.2（a ）所示，因而负载电阻RL 上的电压等于变压器副边电压，即u o =u2。D 2和D 4管承受的反向电压为-u 2。当u 2为负半周时，电流由b 点流出，经D 2、R L 、D 4流入a 点，如图3.2.2（a ）所示，负载电阻RL 上的电压是-u 2，D 1、D 3承受的反向电压是u 2。
这样，由于D 1、D 3和D 2、D 4两对二极管交替导通，致使负载电阻RL 上在u 2
的整个周期内都有电流通过，而且方向不变，输出电压u o =｜
U 2sin ωt ｜。图
3.2.3
所示为单相桥式整流电路各部分的电压和电流的波形。
图3.2.3 单相桥式整流电路的波形图
（2）滤波电路
整流电路将交流电变为脉动直流电，但其中含有大量的直流和交流成分(称为纹波电压) 。这样的直流电压作为电镀、蓄电池充电的电源还是允许的，但作为大多数电子设备的电源，将会产生不良影响，甚至不能正常工作。在整流电路之后，需要加接，尽量减小输出电压中交流分量，使之接近于理想的直流电压。
电容滤波电路是最常见的也是最简单的滤波电路，在整流电路的输出端并联一个电容滤波电路，如图3.2.4所示。
图3.2.4 桥式整流电容滤波电路
假定在t = 0时接通电路，u 2为正半周，当u 2由零上升时，VD 1、VD 3导通，C 被充电，因此u O =uC ≈u 2，在u 2达到最大值时，u O 也达到最大值，见图
3.2.4(b)
中a 点，然后u 2下降，此时u C >u2，VD 1、VD 3截止，电容C 向负载电阻R L 放电，由于放电时间常数τ=RL C 一般较大，电容电压u C 按指数规律缓慢下降。当u O (uC ) 下降到图3.2.4(b)中b 点后，u 2>uC ，VD 2、VD 4导通，电容C 再次被充电，输出电压增大，以后重复上述充、放电过程。
整流电路接入滤波电容后，不仅使输出电压变得平滑、纹波显著减小，同时输出电压的平均值也增大了。电容滤波电路简单，输出电压平均值U O 较高，脉动较小，但是二极管中有较大的冲击电流。因此，电容滤波电路一般适用于输出电压较高、负载电流较小并且变化也较小的场合。 （3）稳压电路
三极管被称为调整管。串联型稳压电路组成框图如图3.2.5(a)所示，它由调整管、取样电路、基准电压和比较放大电路等部分组成。图3.2.5(b)所示为串联反馈式稳压电路的原理电路图。
图3.2.5
串联反馈式稳压电路
VT 为调整管，它工作在线性放大区，故又称为线性稳压电路。R 3和稳压
管VD 组成基准电压源，为集成运放A 的同相输入端提供基准电压;R 1、R 2和R p 组成取样电路，它将稳压电路的输出电压分压后送到集成运放A 的反相输入端；集成运放A 构成比较放大电路，用来对取样电压与基准电压的差值进行放大。
可见，电路是靠引入深度电压负反馈来稳定电压的。 3.3相关的计算
（1）整流滤波电路有关参数设计考虑
负载电流不太大，采用桥式整流电容滤波电路。为了保证调整管工作在远离饱和区的线性放大区，一般要求U CE1=5～10V 。U CE1选的大，输出调整范围可宽些，但是调整管管耗大。考虑到整流滤波电压存在一定的纹波电压，现选U CE1=10V，则整流滤波电路输出直流电压取U I =30V。
整流滤波电路输出电流I I =I1+I2+I4+IO ，为了保证空载（I O =0）时，大功率管仍有较大的电流放大倍数，I E1=I1+I4不宜太大，I E1一般大于20～30mA 左右。另外考虑到I 2，为留有一定的余量，整流滤波电路最大输出电流设计值取I Imax =240mA。
由于桥是电路二极管整流电流I F 为负载电流的一半，故I Fmax ﹥120mA ，整流二极管选2CP21即可满足要求。
滤波电容C 1选500u/50V；变压器副边电压有效值
U 2≈U 1÷1.2≈25V 。 （3-1）
（2）调整管设计选择
VT 1调整管的选择应该从最不利的情形考虑： ①U CE1max =1.1U1-U o ＜U CEO 集射极反向击穿电压； ②I C1max =I1+I4+IOmax ＜I CM 最大允许的集电极电流；
③P Cmax =(1.1UI -U O )(I1+I4+IOmax ) 晶体管允许的最大损耗功率。
VT 1调整管最大集射电压发生在空载时，由于电容C 1的滤波作用，空载时的整流滤波输出电压接近U I =1.1×1.4U 2≈35V ，再考虑到电网电压波动＋10％，即整流滤波输出电压最大值为
U Imax =1.1×1.4U 2≈39V （3-2）
所以，调整管集射极承受的最大的电压应该满足 U CEImax =UImax -U O =39-20=19V＜U CEO 由前分析可知，I CLmax 应满足
ICLmax =I1+I4+IOmax =240mA＜I CM （3-4） 晶体管的最大管耗PC1max 发生在满载、且电网电压为最高时，应满足 PC1max =（1.1×1.2U 2-U 0）（I 1+I4+IOmax ）=13V×240mA ≈3.1W ＜P CM （3-5） 差晶体管手册知，3DA1A 满足上述要求，其U CEO =40V，I CM =750mA，P CM =7.5W（散热片120×120×3mm 3），β≥20。
VT 2管选择与VT 1管相同，最大集电极电流为
IC2max ≈240/20=12mA （3-6） 最大管压降为
UCE1max ≈U Imax -U O =39-20=19V （3-7）
（3-3）
最大管耗为
PC2max =(1.1×1.2U 2-U O )I O2max =13V×12mA ≈156mW （3-8） 查手册可知，3DG4E 满足要求，其U CEO ≥20V,I CM =30Ma,PCM =300Mw (3) 基准电压电路
选择的基准电压应满足U Z ＜U O , 但U Z 也不能太低，否则，取样电路分压比减小，会使输出电压的稳压度降低。本设计选2CW5稳压管，其U Z =12V，I Zmin ≥5mA 。稳压管击穿电流I Z 适当选大些，其动态电阻r Z 更小，基准电压U Z 更稳定。本设计电路中，I Z =I4+IE3，在工作过程中I E3是变化的，为了提高基准电压U Z 的稳定度，应满足I 4＞＞I E3，所以，I Z ≈I 4，本设计选I Z ≈I 4=8mA，则限流电阻R 4为
R4=(UO -U Z )/I4=(20V-12V)/8mA=1KΩ （3-9） （3）取样电阻（R1、R2、R3）的选择
取样电阻选择遵循如下几条原则：
①取样电阻总阻值不易太大，取样电阻总阻值选取应满足I 1＞＞I B3，这样VT 3管基极电流I B3的变化才不致使取样电路分压比发生变化。为了使稳压电源空载时，大功率管VT 1也能正常工作在电流放大倍数较大的线性放大区，选I 1+I4=40mA，知I 4=8mA，所以I 1=32mA。由此可知
R1+R2+R3≤U O /I1=20V/32mA=625Ω （3-10） 从减小损耗角度考虑，R 1+R2+R3也不要选的太小，本设计电路选R 1+R2+R3=500Ω。
②分压比应保证输出电压U O =20V。如果忽略U BE3，则有
UZ ≈U O (R22+R3)/(R1+R2+R3) （3-11） 将U Z =12V,UO =20V,R1+R2+R3=500Ω代入上式，可解得R 22+R3=300Ω，因此，可选R 1=150Ω，R 3=200Ω，R 2用150Ω电位器。 （4）比较放大器电路参数选择
比较放大器中VT 3管采用高频小功率管2DG4E ，并使VT 3管工作在电流放大倍数较大的放大区。由图可知：I 2=IB2+IC3；因此，一方面要保证VT 1管能输出240mA 的最大电流，即要求I 2＞I B2max =IC2max /β2=12mA/30=0.4mA；另一方面，又希望VT 3管集电极电阻R C 尽可能大些，以获得较大的放大倍数，提高输出电压的稳压度，所以，I 2也不能太大，选I 2=1.5mA。故有
RC =(UI -U C3)/I2=(UI -I O -2U BE )/I2
≈(30V-21.4V)/1.5mA≈5.7K Ω （3-12） 为了消除稳压电源（深度负反馈）有可能产生的寄生高频振荡，在VT3管集电极与地之间连接了一个小电容C3(0.05μF) 。为了进一步减小纹波电压。在电源输出端增加了一个滤波电容C2(500μF) 。