第六讲 光纤通信系统 （6学时）
光纤通信系统根据传送的信号可以分为模拟光纤通信系统和数字光纤通信系统。随着光纤通信技术的进步，系统的传输容量(速率) 越来越高。 一、模拟光纤通信系统
模拟光纤传输方式主要有以下几种方式：模拟基带直接光强调制(D-IM)、模拟间接光强调制方式、频分复用光强调制方式
模拟基带直接光强调制(D-IM)
是用承载信息的模拟基带信号，直接对发射机光源(LED或LD) 进行光强调制，使光源输出光功率随时间变化的波形和输入模拟基带信号的波形成比例。20世纪70年代末期，光纤开始用于模拟电视传输时，采用一根多模光纤传输一路电视信号的方式，就是这种基带传输方式。所谓基带，就是对载波调制之前的视频信号频带。对于广播电视节目而言，视频信号带宽(最高频率) 是6MHz ， 加上调频的伴音信号，这种模拟基带光纤传输系统每路电视信号的带宽为8 MHz。用这种模拟基带信号对发射机光源(线性良好的LED) 进行直接光强调制，若光载波的波长为0.85 μm ， 传输距离不到4 km, 若波长为1.3 μm ，传输距离也只有10 km左右。D-IM 光纤传输系统的特点是：设备简单、 价格低廉，因而在短距离传输中得到广泛应用。 模拟间接光强调制方式
是先用承载信息的模拟基带信号进行电的预调制，然后用这个预调制的电信号对光源进行光强调制(IM)。这种系统又称为预调制直接光强调制光纤传输系统。预调制主要有以下三种: 1. 频率调制(FM)
频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对正弦载波进行调频，产生等幅的频率受调的正弦信号，其频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化。然后用这个正弦调频信号对光源进行光强调制， 形成FM-IM 光纤传输系统。 2. 脉冲频率调制(PFM)
脉冲频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对脉冲载波进行调频，产生等幅、等宽的频率受调的脉冲信号，其脉冲频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化。然后用这个脉冲调频信号对光源进行光强调制，形成PFM-IM 光纤传输系统。 3. 方波频率调制(SWFM)
方波频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对方波进行调频，产生等幅、不等宽的方波脉冲调频信号，其方波脉冲频率随输入的模拟基带信号的幅度而变化（脉冲的占空比为1:1）。然后用这个方波脉冲调频信号对光源进行光强调制，形成SWFM-IM 光纤传输系统。 采用模拟间接光强调制的目的:
提高传输质量和增加传输距离，由于模拟基带直接光强调制(D-IM)光纤传输系统的性能受到光源非线性的限制，一般只能使用线性良好的LED 作光源。LED 入纤功率很小，所以传输距离很短。在采用模拟间接光强调制时，由于驱动光源的是脉冲信号，它基本上不受光源非线性的影响，所以可以采用线性较差、入纤功率较大的LD 器件作光源。因而PFM-IM 系统的传输距离比D-IM 系统的更长，对于多模光纤，若波长为0.85 μm ，传输距离可达10 km；若波长为1.3 μm ，传输距离可达30 km。对于单模光纤，若波长为1.3 μm ，传输距离可达50 km。
SWFM-IM 光纤传输系统不仅具有PFM-IM 系统的传输距离长的优点，还具有PFM-IM 系统所没有的独特优点：在光纤上传输的等幅、不等宽的方波调频(SWFM)脉冲不含基带成分、SWFM-IM 系统的信噪比也比D-IM 系统的信噪比高得多。
上述光纤的传输方式都存在一个共同的问题：一根光纤只能传输一路信号。这种情况，既满足不了现代社会对大信息量的要求，也没有充分发挥光纤带宽的独特优势。因此，开发多路模拟传输系统，就成为技术发展的必然。
实现一根光纤传输多路信号有多种方法：
目前现实的方法是先对电信号复用，再对光源进行光强调制。对电信号的复用可以是频分复用(FDM)，也可以是时分复用(TDM)。FDM 系统的优点：电路结构简单、制造成本较低以及模拟和数字兼容等、FDM 系统的传输容量只受光器件调制带宽的限制，与所用电子器件的关系不大，这些明显的优点，使FDM 多路传输方式受到广泛的重视。 频分复用光强调制
用每路模拟电视基带信号，分别对某个指定的射频(RF)电信号进行调幅(AM)或调频(FM)，然后用组合器把多个预调RF 信号组合成多路宽带信号，再用这种多路宽带信号对发射机光源进行光强调制。 光载波经光纤传输后，由远端接收机进行光/电转换和信号分离。因为传统意义上的载波是光载波，为区别起见，把受模拟基带信号预调制的RF 电载波称为副载波，这种复用方式也称为副载波复用(SCM)。 SCM 模拟电视光纤传输系统的优点：一个光载波可以传输多个副载波，各个副载波可以承载不同类型的业务；SCM 系统灵敏度较高，又无需复杂的定时技术， 制造成本较低、前后兼容；不仅可以满足目前社会对电视频道日益增多的要求，而且便于在光纤与同轴电缆混合的有线电视系统(HFC)中采用。 副载波复用的实质是:利用光纤传输系统很宽的带宽换取有限的信号功率，也就是增加信道带宽，降低对信道载噪比(载波功率/噪声功率) 的要求，而又保持输出信噪比不变。在副载波系统中，预调制是采用调频还是调幅，取决于所要求的信道载噪比和所占用的带宽。 图6-1示出副载波复用(SCM)模拟电视光纤传输系统方框图。
N 个频道的模拟基带电视信号分别调制频率为f1,f2,f3,…,fN的射频(RF)信号，把N 个带有电视信号的副载波f1s, f2s, f3s，…, fNs组合成多路宽带信号，再用这个宽带信号对光源(一般为LD) 进行光强调制，实现电/光转换。光信号经光纤传输后，由光接收机实现光/电转换， 经分离和解调，最后输出N 个频道的电视信号。
1
2
图 6-1 副载波复用模拟电视光纤传输系统方框图
对于副载波复用模拟电视光纤传输系统， 评价其传输质量的特性参数主要是载噪比(CNR)和信号失真。 1. 载噪比
载噪比CNR 的定义是：把满负载、无调制的等幅载波置于传输系统，在规定的带宽内特定频道的
i c 2C
载波功率(C)和噪声功率(NP)的比值，并以dB 为单位，用公式表示为：=10log 2
N p i n
式中, 〈i 2c 〉为均方载波电流，〈i 2n 〉为均方噪声电流。设在电/光转换、光纤传输和光/电转换过程中，都不存在信号失真，输入激光器的调幅信号电流为：I (t )=I b +(I b -I th )∑m i cos w i t ，由于假设不存在信
i =1N
号失真， 激光器输出光功率为：P (t )=P b +P s ∑m i cos w i t ，式中, Ps =Pb - Pth ，P b 和P th 分别为偏置电流I b
i =1
和阈值电流I th 对应的光功率，N 为频道总数，m i 为第i 个频道的调制指数，ωi 为第i 个频道的副载波角
频率。暂时略去光纤传输因子10-αL/10, α为光纤线路平均损耗系数，L 为光纤线路平均损耗长度，系统使用PIN-PD ，从光检测器输出的(载波) 信号电流为：i c =I0（1＋∑m i cos w i t ），均方(载波) 信号电流：
i =1N
M i 为调制器
N
D i 为解调器
BPF 为带通滤波器LPF 为低通滤波器
N
i c 2
⎛I ⎫
= m ⎪，式中, Im =mI0为信号电流幅度，I 0为平均信号电流，m 为调制指数，m 2=∑m i 2。SCM 为⎝2⎭
2
模拟电视光纤传输系统，产生噪声的主要有激光器、光检测器和前置放大器。采用PIN-PD ，略去暗电
22222
流，
i n =i RIN +i q +i T =(RIN ) I 0B +2eI 0B +
4kTFB
式中, 〈i 2RIN 〉R L
为激光器的相对强度噪声、〈i 2q 〉为激光器的光检测器的量子噪声, 〈i 2T 〉为激光器的折合到输入端的放大器噪声产生的均方噪声电流。 e 为电子电荷， B 为噪声带宽，k=1.38×10-23J/K为波尔兹曼常数，T 为热力学温度，R L 为光检测器负载电阻，F 为前置放大器噪声系数。相对强度噪声(i2RIN ) 是激光器谐振腔内载流子和光子密度随机起伏产生的噪声， 一般不可忽略。由以上几个式子可以得到载噪比：
(mI 0) 2C -αL/10
=10log ，中平均信号电流I =RP, P=P×10为光检测器平均接收000b 2N p 2B [(RIN ) I 0+2eI 0+4kTF /R L ](mRP 0) 2C
=10log 光功率，R 为响应度。则载噪比：。由此可见，载噪比N p 2B [(RIN )(RP 0) 2+2eRP 0+4kTF /R L ]
CNR 随着调制指数m 和平均接收光功率P 0的增加而增加，随三项噪声的增加而减小。下面观察一下三
项噪声的界限。
在平均接收光功率P 0较大的条件下，激光器的相对强度噪声(RIN)和前置放大器的噪声可以忽略，
m 2RP 0
这样系统只有量子噪声起作用，(CNR)q=10log ，这时CNR 与m 2和P 0成正比。
4eB
如果平均接收光功率P 0很大，激光器相对强度噪声〈i 2RIN 〉起决定作用，光检测器的量子噪声和前
m 2
置放大器噪声都可以忽略，在这个条件下，(CNR)RIN ＝10log ，这时CNR 与m 2成正比，与(RIN)
2(RIN ) B
成反比。
当平均接收光功率P 0很小时，前置放大器噪声起着决定性作用，其他两项噪声都可以忽略，这时
(mRP 0) 2R L
(CNR)T =10log。利用以上的式子，设平均接收光功率P 0=2～－12 dBm,计算AM/SCM光纤传
8kTFB
输系统CNR 与P 0的关系以及各项噪声起决定作用时CNR 的界限，如图6-2所示。计算中采用的数据如下：电子电荷： e=1.6×10-19 C
波尔兹曼常数：k=1.38×10-23J/K 调制指数： m=0.05相对强度噪声： (RIN)=-150 dB/Hz 噪声带宽： B=4×106 Hz
响应度：R =0.8 A/W 负载电阻: RL =1 kΩ 前放噪声系数：F=3 dB 热噪声温度：T=290 K
假设P 0=0 dBm, 计算各项噪声分别起决定作用时的CNR 。相对强度噪声起决定作用时， (CNR)RIN =54.9 dB。量子噪声起决定作用时，CNR=58.9 dB。前置放大器噪声起决定作用时，CNR=68.0 dB。
提高CNR 是系统设计中的重要问题。由载噪比公式可以看出， 增大P 0不一定能
提高CNR 。为了提高CNR ，增大m 是可取的。 图 6-2 CNR 的特性和各种噪声的界限
模拟基带电视信号对射频的预调制，通常用残留边带调幅(VSBAM)和调频(FM)两种方式，各有不同的适用场合和优缺点。不论采用什么预调制方式，计算CNR 的公式都相同， 只是公式中具体参数不同而已。但是为获得相同SNR ，不同预调制方式所需的CNR 都是不同的。为在接收机解调后获得相同
2
(C /N P ) VSB . -AM 3F d B f
=SNR ， 两种预调制方式所需的CNR 比值为：式中, Ｆd 为由图像信号产生的频3
(C /N P ) FM 2B b
偏峰-峰值，B b 为基带信号带宽，B f 为FM 信号带宽。设F d =17 MHz, Bb =4 MHz, Bf =27 MHz, 代入上式
计算结果用dB 表示，得到FM 相对于VSB-AM, 其CNR 改善了21.1 dB。考虑到其他因素的影响，这个数值可以达到24 dB 。两种预调制方式的CNR 比较如图6-3所示。例如，用VSB-AM 方式，要求CNR=52 dB，图中显示， 至少要求平均接收光功率为2 dBm。如果用FM 方式，只需要CNR=52－24=28 dB, 图中显示，平均接收光功率可以降低到15 dBm，接收光功率改善了13 dB。设光纤线路平均损耗系数为0.5 dB/km, 则FM 方式的传输距离可增加13/0.5=26 km。由此可见，就载噪比而言，预调制方式FM 优于VSB-AM 。但是和VSB-AM 方式相比，FM 方式存在一个本质性问题，就是它占用的带宽较宽， 约为VSBAM 方式的6倍。所以要根据不同应用场合，选择不同预调制方式。
例题：考虑一个副载波系统，总共有120路信号，每一路调制指数为0.023，链路为12km 的单模光纤，损耗为1dB/km，两端各有0.5dB 的插入损耗。光源的发射功率为2mW ，同时具有RIN=-135dB/Hz，Pin 光电管的响应度为0.6A/W，B=5GHz，R L =50Ω, F=3 dB,计算此系统的载噪比？
总调制指数：m =(∑m i 2) 1/2=0. 25，接收光功率P =P 0-2⨯0. 5-12⨯1=-10dB =100μW 载波功率C =
11-14
(mRP ) 2=(15⨯10-6A ) 2相对强度噪声 RIN=-135dB/Hz=3.162×10/Hz 22
2
i 2RIN = RIN(RP)2B=5.69×10-13A 2, i q =2q RPB=9.6×10-14 A2
2i T =
4kTFB
=3.3×10-12A 2,CNR=10log28.4=14.5dB R L
2. 信号失真
副载波复用模拟电视光纤传输系统产生信号失真的原因很多，但主要原因是作为载波信号源的半导体激光器在电/光转换时的非线性效应。由于到达光检测器的信号非常微弱，在光/电转换时可能产生的信号失真可以忽略。只要光纤带宽足够宽，传输过程可能产生的信号失真也可以忽略。下面讨论激光器非线性效应产生的信号失真。输入激光器的调幅信号电流仍为 I (t )=I b +(I b -I th )∑m i cos w i t 。由于实
i =1N
际激光器输出光功率P(t)与驱动电流I(t)的关系是非线性的，因而输出光信号产生失真。在调制频率f i
(I (t ) -I b ) m d m p
不超过1 GHz时，可以利用泰勒级数展开，把输出光功率表示为：P (t )=P b +∑m |I =I b ，
dI m ! m =1
N
略去式中四阶以上(m≥4) 的非线性项，用一组简化的符号，得到P(t)=a0+a1I s +a2I 2s +a3I 3s ，式中a i
(i=1,2,3)
包含P(t)对I(t)的i 阶导数，I s =∑I i cos w i t ，I i =(Ib - Ith )m i 为第i 个频道的信号电流幅度。我们所关心的
i =1
N
二阶非线性项和三阶非线性项分别为：
N N N N
a 2a 2⎡N ⎤2
a 2I S =a 2⎢∑I i cos w i t ⎥=I i I j ∑∑cos(w i +w j ) t +I i I j ∑∑cos(w i -w j ) t
22i =1j =1i =1j =1⎣i =1⎦
2
[][]
N N N N N N a 3a 3⎡N ⎤
a I =a 3⎢∑I i cos w i t ⎥=I i I j I k ∑∑∑cos(w i +w j +w k ) +I i I j I k ∑∑∑cos(w i +w j -w k )
44i =1j =1k =1i =1j =1k =1⎣i =1⎦
N N N
a
+3I i I j I k ∑∑∑cos(w i -w j -w k ) 4i =1j =1k =133S
3
[][]
[]
副载波复用模拟电视光纤传输系统的信号失真用组合二阶互调(CSO)失真和组合三阶差拍(CTB)失真这两个参数表示。两个频率的信号相互组合，产生和频(ωi +ωj ) 和差频(ωi - ωj ) 信号，如果新频率落在其他载波的视频频带内， 视频信号就要产生失真。 根据以上分析， 第i 个频道的CSO 和CTB 分别
P ''2P '''2⎡⎡2⎤4⎤) (P m ) CTB =10lg C () (P m ) 表示为：CSO =10lg ⎢C 2i (，，式中C 2i 为组合二阶互调的03i 022⎥⎢⎥2P '2P '⎣⎦⎣⎦
系数，C 3i 为组合三阶差拍的系数， 在频道频率配置后具体计算。P ′、P ″和P 为P 对I 的一阶、 二阶和三阶导数，其数值由实验确定。P 0m 为每个频道输出光信号幅度。
CSO 和CTB 将以噪声形式对图像产生干扰， 为减小这种干扰，可以采用如下方法。 (1) 采用合理的频道频率配置，以减小C 2i 和C 3i ，改善CSO 和CTB 。
为改善CSO ，系统频道N 的副载波频率fN 和频道1的副载频f1应满足f N
(2) 限制调制指数m ，以保证CSO 和CTB 符合规定的指标。
CSO 与m 2成正比，CTB 与m 4成正比，因此随着m 值的增大，CSO 和CTB 迅速劣化。因为驱动激光器的信号电流随m 值的增大而增加，可能偶然延伸到LD 的阈值以下或超过功率特性曲线的线性部分，引起削波(削底和限顶) 效应，而产生信号失真。 由于多路RF 信号的叠加具有随机性， 当N 很大时，服从高斯分布， 产生过大信号的概率很小。分析计算表明，CSO 和CTB 是参数μ=mN /2和N 十分复杂的函数， m 为调制指数，N 为频道总数。图6-6(a)(b)分别示出N=47和N=59时CSO, CTB与μ和m 的关系曲线。由图可见， 为保证CSO ≤-65 dBc和CTB ≤-65 dBc，μ值不应大于0.25，由此得到 m ≤0.35//N 。
' ' '
由图6-7可以看到，当μ≥0.31 时， CSO, CTB与N 几乎无关。
(3) 采用外调制技术，把光载波的产生和调制分开。这样， 光源谱线不会因调制而展宽，没有附加的线性调频(啁啾， chirp) 产生的信号失真， 因而改变了CSO 和CTB 。
光发射机
对残留边带—调幅光发射机的基本要求是：输出光功率要足够大， 输出光功率特性(P-I)线性要好、调制频率要足够高， 调制特性要平坦、输出光波长应在光纤低损耗窗口， 谱线宽度要窄、温度稳定性要好。VSB-AM 光发射机的构成示于图6-8。输入到光发射机的电信号经前馈放大器放大后，受到电平监控，以电流的形式驱动激光器。LD 输出特性要求是线性的，但在实际电/光转换过程中，微小的非线性效应是不可避免的，而且要影响系统的性能。所以优质的光发射机都要进行预失真控制。方法是加入预失真补偿电路(预失真线性器) 。预失真补偿电路实际上是一个与激光器的非线性相反的非线性电路，用来补偿激光器的非线性效应，以达到高度线性化的目的。为保证输出光的稳定，通常采用制冷元件和热敏电阻进行温度控制。同时用激光器的后向输出通过PIN-PD 检测的光电流实现自动功率控制。为抑制光纤线路上不均匀点(如连接器) 的反射， 在LD 输出端设置光隔离器。正确选择光发射机对系统性能和CATV 网的造价都有重大意义。目前可供选择的光发射机有：
(1) 直接调制1310 nm分布反馈(DFB)激光器光发射机， 如图6-8所示；
(2) 外调制1550 nm分布反馈(DFB)激光器光发射机。
(3) 外调制掺钕钇铝石榴石(Nd: YAG)固体激光器光发射机。
直接调制1310 nm DFB光发射机是目前CATV 光纤传输网特别是分配网使用最广泛的光发射机。原因是这种光发射机发射光功率高达10 mW, 传输距离可达35 km, 而且性能良好， 价格比其他两种光发射机便宜。这种良好性能来自DFB 激光器这种单模激光器，其谱线宽度非常窄。外调制YAG 光发射机主要由YAG 激光器、 电光调制器、 预失真线性器和互调控制器构成。预失真线性器作为调制器的驱动电路，互调控制器实际上是一个自动预失真控制器。波长为1310 nm外调制YAG 光发射机发射光功率高达40 mW以上， 相对强度噪声(RIN)低到－65 dB/Hz，信号失真性能极好。缺点是:设备较大、技术较复杂， 这种光发射机主要用于CATV 干线网，也可以用于分配网。
外调制1550 nm DFB光发射机结合了直接调制1310 nm DFB光发射机和外调制YAG 光发射机的优点。这种光发射机采用DFB-LD 作光源， 用电流直接驱动，因而与1310 nm DFB光发射机同样具有小型、 轻便等优点。采用外调制技术， 又与外调制YAG 光发射机同样具有极好的信号失真性能。虽然外调制1550 nm DFB光发射机的发射光功率只有2～4 mW，但是这种缺点可以掺铒光纤放大器(EDFA)来弥补。另一方面，1550 nm的光纤损耗比1310 nm的低。外调制1550 nm DFB光发射机和EDFA 组合提供了一个具有长距离传输潜力的光发射源，但由于EDFA 要产生噪声，所以这种组合的载噪比(CNR)不能和直接调制1310 nm DFB光发射机或外调制YAG 光发射机的性能相匹敌。
光接收机
对VSB-AM 光接收机的基本要求是：在一定输入功率条件下，有足够大的RF 输出和尽可能小的噪声，以获得大CNR 或SNR ；要有足够大的工作带宽和频带平坦度，因而要采用高截止频率的光检测器和宽带放大器。VSB-AM 光接收机的构成如图6-9。 PIN-PD 把光信号转换为电流，前置放大器大多采用能把信号电流变换为电压的跨阻抗型放大器，主放大器设有自动增益控制(AGC)。
用PIN-PD 的光接收机输出信号电压U(V)和输入平均光功率P 0(W)的关系为：U
RP 0mG 1G 2
2
，式
中, R为光检测器响应度(A/W)，m 为调制指数，G 1为前置放大器的变换增益(V/A)，G 2为主放大器的电压增益。
光链路性能
由光发射机、 光纤线路和光接收机构成的基本光纤通信系统，作为一个独立的“光信道”，在工程上一般称为光链路光链路性能通常用在规定CSO 和CTB 的条件下，载噪比CNR 与光链路损耗αL 的关系表示，αL =Pt - P0, α和L 分别为光链路的平均损耗系数和传输长度，P t 和P 0分别为平均发射光功率和平均接收光功率。作为例子, 图 6-10 示出外调制YAG 光发射机和PIN-PD 光接收机构成的光链路的CNR 与光链路损耗的关系，传输80个频道(NTSC-M)NTSC：美国国家电视系统委员会的正交平衡调幅制。光发射机RF 输入电平为18～33 dBmv,工作带宽为45～750 MHz, 发射光功率为13 dBm， 调制指数为2.5%，光波长为1310 nm。由图6-10可见， 当光链路损耗为10 dB(相当于接收光功率3 dBm)时，CNR=53 dB，并随光链路损耗的增加而减小。 如果增加调制指数，使CNR 改善2 dB, CTB将从-65 dBc 劣化为 -60.3 dBc。
第六讲 光纤通信系统 （6学时）
光纤通信系统根据传送的信号可以分为模拟光纤通信系统和数字光纤通信系统。随着光纤通信技术的进步，系统的传输容量(速率) 越来越高。 一、模拟光纤通信系统
模拟光纤传输方式主要有以下几种方式：模拟基带直接光强调制(D-IM)、模拟间接光强调制方式、频分复用光强调制方式
模拟基带直接光强调制(D-IM)
是用承载信息的模拟基带信号，直接对发射机光源(LED或LD) 进行光强调制，使光源输出光功率随时间变化的波形和输入模拟基带信号的波形成比例。20世纪70年代末期，光纤开始用于模拟电视传输时，采用一根多模光纤传输一路电视信号的方式，就是这种基带传输方式。所谓基带，就是对载波调制之前的视频信号频带。对于广播电视节目而言，视频信号带宽(最高频率) 是6MHz ， 加上调频的伴音信号，这种模拟基带光纤传输系统每路电视信号的带宽为8 MHz。用这种模拟基带信号对发射机光源(线性良好的LED) 进行直接光强调制，若光载波的波长为0.85 μm ， 传输距离不到4 km, 若波长为1.3 μm ，传输距离也只有10 km左右。D-IM 光纤传输系统的特点是：设备简单、 价格低廉，因而在短距离传输中得到广泛应用。 模拟间接光强调制方式
是先用承载信息的模拟基带信号进行电的预调制，然后用这个预调制的电信号对光源进行光强调制(IM)。这种系统又称为预调制直接光强调制光纤传输系统。预调制主要有以下三种: 1. 频率调制(FM)
频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对正弦载波进行调频，产生等幅的频率受调的正弦信号，其频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化。然后用这个正弦调频信号对光源进行光强调制， 形成FM-IM 光纤传输系统。 2. 脉冲频率调制(PFM)
脉冲频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对脉冲载波进行调频，产生等幅、等宽的频率受调的脉冲信号，其脉冲频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化。然后用这个脉冲调频信号对光源进行光强调制，形成PFM-IM 光纤传输系统。 3. 方波频率调制(SWFM)
方波频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对方波进行调频，产生等幅、不等宽的方波脉冲调频信号，其方波脉冲频率随输入的模拟基带信号的幅度而变化（脉冲的占空比为1:1）。然后用这个方波脉冲调频信号对光源进行光强调制，形成SWFM-IM 光纤传输系统。 采用模拟间接光强调制的目的:
提高传输质量和增加传输距离，由于模拟基带直接光强调制(D-IM)光纤传输系统的性能受到光源非线性的限制，一般只能使用线性良好的LED 作光源。LED 入纤功率很小，所以传输距离很短。在采用模拟间接光强调制时，由于驱动光源的是脉冲信号，它基本上不受光源非线性的影响，所以可以采用线性较差、入纤功率较大的LD 器件作光源。因而PFM-IM 系统的传输距离比D-IM 系统的更长，对于多模光纤，若波长为0.85 μm ，传输距离可达10 km；若波长为1.3 μm ，传输距离可达30 km。对于单模光纤，若波长为1.3 μm ，传输距离可达50 km。
SWFM-IM 光纤传输系统不仅具有PFM-IM 系统的传输距离长的优点，还具有PFM-IM 系统所没有的独特优点：在光纤上传输的等幅、不等宽的方波调频(SWFM)脉冲不含基带成分、SWFM-IM 系统的信噪比也比D-IM 系统的信噪比高得多。
上述光纤的传输方式都存在一个共同的问题：一根光纤只能传输一路信号。这种情况，既满足不了现代社会对大信息量的要求，也没有充分发挥光纤带宽的独特优势。因此，开发多路模拟传输系统，就成为技术发展的必然。
实现一根光纤传输多路信号有多种方法：
目前现实的方法是先对电信号复用，再对光源进行光强调制。对电信号的复用可以是频分复用(FDM)，也可以是时分复用(TDM)。FDM 系统的优点：电路结构简单、制造成本较低以及模拟和数字兼容等、FDM 系统的传输容量只受光器件调制带宽的限制，与所用电子器件的关系不大，这些明显的优点，使FDM 多路传输方式受到广泛的重视。 频分复用光强调制
用每路模拟电视基带信号，分别对某个指定的射频(RF)电信号进行调幅(AM)或调频(FM)，然后用组合器把多个预调RF 信号组合成多路宽带信号，再用这种多路宽带信号对发射机光源进行光强调制。 光载波经光纤传输后，由远端接收机进行光/电转换和信号分离。因为传统意义上的载波是光载波，为区别起见，把受模拟基带信号预调制的RF 电载波称为副载波，这种复用方式也称为副载波复用(SCM)。 SCM 模拟电视光纤传输系统的优点：一个光载波可以传输多个副载波，各个副载波可以承载不同类型的业务；SCM 系统灵敏度较高，又无需复杂的定时技术， 制造成本较低、前后兼容；不仅可以满足目前社会对电视频道日益增多的要求，而且便于在光纤与同轴电缆混合的有线电视系统(HFC)中采用。 副载波复用的实质是:利用光纤传输系统很宽的带宽换取有限的信号功率，也就是增加信道带宽，降低对信道载噪比(载波功率/噪声功率) 的要求，而又保持输出信噪比不变。在副载波系统中，预调制是采用调频还是调幅，取决于所要求的信道载噪比和所占用的带宽。 图6-1示出副载波复用(SCM)模拟电视光纤传输系统方框图。
N 个频道的模拟基带电视信号分别调制频率为f1,f2,f3,…,fN的射频(RF)信号，把N 个带有电视信号的副载波f1s, f2s, f3s，…, fNs组合成多路宽带信号，再用这个宽带信号对光源(一般为LD) 进行光强调制，实现电/光转换。光信号经光纤传输后，由光接收机实现光/电转换， 经分离和解调，最后输出N 个频道的电视信号。
1
2
图 6-1 副载波复用模拟电视光纤传输系统方框图
对于副载波复用模拟电视光纤传输系统， 评价其传输质量的特性参数主要是载噪比(CNR)和信号失真。 1. 载噪比
载噪比CNR 的定义是：把满负载、无调制的等幅载波置于传输系统，在规定的带宽内特定频道的
i c 2C
载波功率(C)和噪声功率(NP)的比值，并以dB 为单位，用公式表示为：=10log 2
N p i n
式中, 〈i 2c 〉为均方载波电流，〈i 2n 〉为均方噪声电流。设在电/光转换、光纤传输和光/电转换过程中，都不存在信号失真，输入激光器的调幅信号电流为：I (t )=I b +(I b -I th )∑m i cos w i t ，由于假设不存在信
i =1N
号失真， 激光器输出光功率为：P (t )=P b +P s ∑m i cos w i t ，式中, Ps =Pb - Pth ，P b 和P th 分别为偏置电流I b
i =1
和阈值电流I th 对应的光功率，N 为频道总数，m i 为第i 个频道的调制指数，ωi 为第i 个频道的副载波角
频率。暂时略去光纤传输因子10-αL/10, α为光纤线路平均损耗系数，L 为光纤线路平均损耗长度，系统使用PIN-PD ，从光检测器输出的(载波) 信号电流为：i c =I0（1＋∑m i cos w i t ），均方(载波) 信号电流：
i =1N
M i 为调制器
N
D i 为解调器
BPF 为带通滤波器LPF 为低通滤波器
N
i c 2
⎛I ⎫
= m ⎪，式中, Im =mI0为信号电流幅度，I 0为平均信号电流，m 为调制指数，m 2=∑m i 2。SCM 为⎝2⎭
2
模拟电视光纤传输系统，产生噪声的主要有激光器、光检测器和前置放大器。采用PIN-PD ，略去暗电
22222
流，
i n =i RIN +i q +i T =(RIN ) I 0B +2eI 0B +
4kTFB
式中, 〈i 2RIN 〉R L
为激光器的相对强度噪声、〈i 2q 〉为激光器的光检测器的量子噪声, 〈i 2T 〉为激光器的折合到输入端的放大器噪声产生的均方噪声电流。 e 为电子电荷， B 为噪声带宽，k=1.38×10-23J/K为波尔兹曼常数，T 为热力学温度，R L 为光检测器负载电阻，F 为前置放大器噪声系数。相对强度噪声(i2RIN ) 是激光器谐振腔内载流子和光子密度随机起伏产生的噪声， 一般不可忽略。由以上几个式子可以得到载噪比：
(mI 0) 2C -αL/10
=10log ，中平均信号电流I =RP, P=P×10为光检测器平均接收000b 2N p 2B [(RIN ) I 0+2eI 0+4kTF /R L ](mRP 0) 2C
=10log 光功率，R 为响应度。则载噪比：。由此可见，载噪比N p 2B [(RIN )(RP 0) 2+2eRP 0+4kTF /R L ]
CNR 随着调制指数m 和平均接收光功率P 0的增加而增加，随三项噪声的增加而减小。下面观察一下三
项噪声的界限。
在平均接收光功率P 0较大的条件下，激光器的相对强度噪声(RIN)和前置放大器的噪声可以忽略，
m 2RP 0
这样系统只有量子噪声起作用，(CNR)q=10log ，这时CNR 与m 2和P 0成正比。
4eB
如果平均接收光功率P 0很大，激光器相对强度噪声〈i 2RIN 〉起决定作用，光检测器的量子噪声和前
m 2
置放大器噪声都可以忽略，在这个条件下，(CNR)RIN ＝10log ，这时CNR 与m 2成正比，与(RIN)
2(RIN ) B
成反比。
当平均接收光功率P 0很小时，前置放大器噪声起着决定性作用，其他两项噪声都可以忽略，这时
(mRP 0) 2R L
(CNR)T =10log。利用以上的式子，设平均接收光功率P 0=2～－12 dBm,计算AM/SCM光纤传
8kTFB
输系统CNR 与P 0的关系以及各项噪声起决定作用时CNR 的界限，如图6-2所示。计算中采用的数据如下：电子电荷： e=1.6×10-19 C
波尔兹曼常数：k=1.38×10-23J/K 调制指数： m=0.05相对强度噪声： (RIN)=-150 dB/Hz 噪声带宽： B=4×106 Hz
响应度：R =0.8 A/W 负载电阻: RL =1 kΩ 前放噪声系数：F=3 dB 热噪声温度：T=290 K
假设P 0=0 dBm, 计算各项噪声分别起决定作用时的CNR 。相对强度噪声起决定作用时， (CNR)RIN =54.9 dB。量子噪声起决定作用时，CNR=58.9 dB。前置放大器噪声起决定作用时，CNR=68.0 dB。
提高CNR 是系统设计中的重要问题。由载噪比公式可以看出， 增大P 0不一定能
提高CNR 。为了提高CNR ，增大m 是可取的。 图 6-2 CNR 的特性和各种噪声的界限
模拟基带电视信号对射频的预调制，通常用残留边带调幅(VSBAM)和调频(FM)两种方式，各有不同的适用场合和优缺点。不论采用什么预调制方式，计算CNR 的公式都相同， 只是公式中具体参数不同而已。但是为获得相同SNR ，不同预调制方式所需的CNR 都是不同的。为在接收机解调后获得相同
2
(C /N P ) VSB . -AM 3F d B f
=SNR ， 两种预调制方式所需的CNR 比值为：式中, Ｆd 为由图像信号产生的频3
(C /N P ) FM 2B b
偏峰-峰值，B b 为基带信号带宽，B f 为FM 信号带宽。设F d =17 MHz, Bb =4 MHz, Bf =27 MHz, 代入上式
计算结果用dB 表示，得到FM 相对于VSB-AM, 其CNR 改善了21.1 dB。考虑到其他因素的影响，这个数值可以达到24 dB 。两种预调制方式的CNR 比较如图6-3所示。例如，用VSB-AM 方式，要求CNR=52 dB，图中显示， 至少要求平均接收光功率为2 dBm。如果用FM 方式，只需要CNR=52－24=28 dB, 图中显示，平均接收光功率可以降低到15 dBm，接收光功率改善了13 dB。设光纤线路平均损耗系数为0.5 dB/km, 则FM 方式的传输距离可增加13/0.5=26 km。由此可见，就载噪比而言，预调制方式FM 优于VSB-AM 。但是和VSB-AM 方式相比，FM 方式存在一个本质性问题，就是它占用的带宽较宽， 约为VSBAM 方式的6倍。所以要根据不同应用场合，选择不同预调制方式。
例题：考虑一个副载波系统，总共有120路信号，每一路调制指数为0.023，链路为12km 的单模光纤，损耗为1dB/km，两端各有0.5dB 的插入损耗。光源的发射功率为2mW ，同时具有RIN=-135dB/Hz，Pin 光电管的响应度为0.6A/W，B=5GHz，R L =50Ω, F=3 dB,计算此系统的载噪比？
总调制指数：m =(∑m i 2) 1/2=0. 25，接收光功率P =P 0-2⨯0. 5-12⨯1=-10dB =100μW 载波功率C =
11-14
(mRP ) 2=(15⨯10-6A ) 2相对强度噪声 RIN=-135dB/Hz=3.162×10/Hz 22
2
i 2RIN = RIN(RP)2B=5.69×10-13A 2, i q =2q RPB=9.6×10-14 A2
2i T =
4kTFB
=3.3×10-12A 2,CNR=10log28.4=14.5dB R L
2. 信号失真
副载波复用模拟电视光纤传输系统产生信号失真的原因很多，但主要原因是作为载波信号源的半导体激光器在电/光转换时的非线性效应。由于到达光检测器的信号非常微弱，在光/电转换时可能产生的信号失真可以忽略。只要光纤带宽足够宽，传输过程可能产生的信号失真也可以忽略。下面讨论激光器非线性效应产生的信号失真。输入激光器的调幅信号电流仍为 I (t )=I b +(I b -I th )∑m i cos w i t 。由于实
i =1N
际激光器输出光功率P(t)与驱动电流I(t)的关系是非线性的，因而输出光信号产生失真。在调制频率f i
(I (t ) -I b ) m d m p
不超过1 GHz时，可以利用泰勒级数展开，把输出光功率表示为：P (t )=P b +∑m |I =I b ，
dI m ! m =1
N
略去式中四阶以上(m≥4) 的非线性项，用一组简化的符号，得到P(t)=a0+a1I s +a2I 2s +a3I 3s ，式中a i
(i=1,2,3)
包含P(t)对I(t)的i 阶导数，I s =∑I i cos w i t ，I i =(Ib - Ith )m i 为第i 个频道的信号电流幅度。我们所关心的
i =1
N
二阶非线性项和三阶非线性项分别为：
N N N N
a 2a 2⎡N ⎤2
a 2I S =a 2⎢∑I i cos w i t ⎥=I i I j ∑∑cos(w i +w j ) t +I i I j ∑∑cos(w i -w j ) t
22i =1j =1i =1j =1⎣i =1⎦
2
[][]
N N N N N N a 3a 3⎡N ⎤
a I =a 3⎢∑I i cos w i t ⎥=I i I j I k ∑∑∑cos(w i +w j +w k ) +I i I j I k ∑∑∑cos(w i +w j -w k )
44i =1j =1k =1i =1j =1k =1⎣i =1⎦
N N N
a
+3I i I j I k ∑∑∑cos(w i -w j -w k ) 4i =1j =1k =133S
3
[][]
[]
副载波复用模拟电视光纤传输系统的信号失真用组合二阶互调(CSO)失真和组合三阶差拍(CTB)失真这两个参数表示。两个频率的信号相互组合，产生和频(ωi +ωj ) 和差频(ωi - ωj ) 信号，如果新频率落在其他载波的视频频带内， 视频信号就要产生失真。 根据以上分析， 第i 个频道的CSO 和CTB 分别
P ''2P '''2⎡⎡2⎤4⎤) (P m ) CTB =10lg C () (P m ) 表示为：CSO =10lg ⎢C 2i (，，式中C 2i 为组合二阶互调的03i 022⎥⎢⎥2P '2P '⎣⎦⎣⎦
系数，C 3i 为组合三阶差拍的系数， 在频道频率配置后具体计算。P ′、P ″和P 为P 对I 的一阶、 二阶和三阶导数，其数值由实验确定。P 0m 为每个频道输出光信号幅度。
CSO 和CTB 将以噪声形式对图像产生干扰， 为减小这种干扰，可以采用如下方法。 (1) 采用合理的频道频率配置，以减小C 2i 和C 3i ，改善CSO 和CTB 。
为改善CSO ，系统频道N 的副载波频率fN 和频道1的副载频f1应满足f N
(2) 限制调制指数m ，以保证CSO 和CTB 符合规定的指标。
CSO 与m 2成正比，CTB 与m 4成正比，因此随着m 值的增大，CSO 和CTB 迅速劣化。因为驱动激光器的信号电流随m 值的增大而增加，可能偶然延伸到LD 的阈值以下或超过功率特性曲线的线性部分，引起削波(削底和限顶) 效应，而产生信号失真。 由于多路RF 信号的叠加具有随机性， 当N 很大时，服从高斯分布， 产生过大信号的概率很小。分析计算表明，CSO 和CTB 是参数μ=mN /2和N 十分复杂的函数， m 为调制指数，N 为频道总数。图6-6(a)(b)分别示出N=47和N=59时CSO, CTB与μ和m 的关系曲线。由图可见， 为保证CSO ≤-65 dBc和CTB ≤-65 dBc，μ值不应大于0.25，由此得到 m ≤0.35//N 。
' ' '
由图6-7可以看到，当μ≥0.31 时， CSO, CTB与N 几乎无关。
(3) 采用外调制技术，把光载波的产生和调制分开。这样， 光源谱线不会因调制而展宽，没有附加的线性调频(啁啾， chirp) 产生的信号失真， 因而改变了CSO 和CTB 。
光发射机
对残留边带—调幅光发射机的基本要求是：输出光功率要足够大， 输出光功率特性(P-I)线性要好、调制频率要足够高， 调制特性要平坦、输出光波长应在光纤低损耗窗口， 谱线宽度要窄、温度稳定性要好。VSB-AM 光发射机的构成示于图6-8。输入到光发射机的电信号经前馈放大器放大后，受到电平监控，以电流的形式驱动激光器。LD 输出特性要求是线性的，但在实际电/光转换过程中，微小的非线性效应是不可避免的，而且要影响系统的性能。所以优质的光发射机都要进行预失真控制。方法是加入预失真补偿电路(预失真线性器) 。预失真补偿电路实际上是一个与激光器的非线性相反的非线性电路，用来补偿激光器的非线性效应，以达到高度线性化的目的。为保证输出光的稳定，通常采用制冷元件和热敏电阻进行温度控制。同时用激光器的后向输出通过PIN-PD 检测的光电流实现自动功率控制。为抑制光纤线路上不均匀点(如连接器) 的反射， 在LD 输出端设置光隔离器。正确选择光发射机对系统性能和CATV 网的造价都有重大意义。目前可供选择的光发射机有：
(1) 直接调制1310 nm分布反馈(DFB)激光器光发射机， 如图6-8所示；
(2) 外调制1550 nm分布反馈(DFB)激光器光发射机。
(3) 外调制掺钕钇铝石榴石(Nd: YAG)固体激光器光发射机。
直接调制1310 nm DFB光发射机是目前CATV 光纤传输网特别是分配网使用最广泛的光发射机。原因是这种光发射机发射光功率高达10 mW, 传输距离可达35 km, 而且性能良好， 价格比其他两种光发射机便宜。这种良好性能来自DFB 激光器这种单模激光器，其谱线宽度非常窄。外调制YAG 光发射机主要由YAG 激光器、 电光调制器、 预失真线性器和互调控制器构成。预失真线性器作为调制器的驱动电路，互调控制器实际上是一个自动预失真控制器。波长为1310 nm外调制YAG 光发射机发射光功率高达40 mW以上， 相对强度噪声(RIN)低到－65 dB/Hz，信号失真性能极好。缺点是:设备较大、技术较复杂， 这种光发射机主要用于CATV 干线网，也可以用于分配网。
外调制1550 nm DFB光发射机结合了直接调制1310 nm DFB光发射机和外调制YAG 光发射机的优点。这种光发射机采用DFB-LD 作光源， 用电流直接驱动，因而与1310 nm DFB光发射机同样具有小型、 轻便等优点。采用外调制技术， 又与外调制YAG 光发射机同样具有极好的信号失真性能。虽然外调制1550 nm DFB光发射机的发射光功率只有2～4 mW，但是这种缺点可以掺铒光纤放大器(EDFA)来弥补。另一方面，1550 nm的光纤损耗比1310 nm的低。外调制1550 nm DFB光发射机和EDFA 组合提供了一个具有长距离传输潜力的光发射源，但由于EDFA 要产生噪声，所以这种组合的载噪比(CNR)不能和直接调制1310 nm DFB光发射机或外调制YAG 光发射机的性能相匹敌。
光接收机
对VSB-AM 光接收机的基本要求是：在一定输入功率条件下，有足够大的RF 输出和尽可能小的噪声，以获得大CNR 或SNR ；要有足够大的工作带宽和频带平坦度，因而要采用高截止频率的光检测器和宽带放大器。VSB-AM 光接收机的构成如图6-9。 PIN-PD 把光信号转换为电流，前置放大器大多采用能把信号电流变换为电压的跨阻抗型放大器，主放大器设有自动增益控制(AGC)。
用PIN-PD 的光接收机输出信号电压U(V)和输入平均光功率P 0(W)的关系为：U
RP 0mG 1G 2
2
，式
中, R为光检测器响应度(A/W)，m 为调制指数，G 1为前置放大器的变换增益(V/A)，G 2为主放大器的电压增益。
光链路性能
由光发射机、 光纤线路和光接收机构成的基本光纤通信系统，作为一个独立的“光信道”，在工程上一般称为光链路光链路性能通常用在规定CSO 和CTB 的条件下，载噪比CNR 与光链路损耗αL 的关系表示，αL =Pt - P0, α和L 分别为光链路的平均损耗系数和传输长度，P t 和P 0分别为平均发射光功率和平均接收光功率。作为例子, 图 6-10 示出外调制YAG 光发射机和PIN-PD 光接收机构成的光链路的CNR 与光链路损耗的关系，传输80个频道(NTSC-M)NTSC：美国国家电视系统委员会的正交平衡调幅制。光发射机RF 输入电平为18～33 dBmv,工作带宽为45～750 MHz, 发射光功率为13 dBm， 调制指数为2.5%，光波长为1310 nm。由图6-10可见， 当光链路损耗为10 dB(相当于接收光功率3 dBm)时，CNR=53 dB，并随光链路损耗的增加而减小。 如果增加调制指数，使CNR 改善2 dB, CTB将从-65 dBc 劣化为 -60.3 dBc。