北京邮电大学
硕士学位论文
相干光通信系统中接收机的研究
姓名：曾琼
申请学位级别：硕士
专业：物理电子学
指导教师：林金桐
20080305
北京邮电大学硕士学位论文
相干光通信系统中接收机的研究
摘要
相干光接收机具有灵敏度高，中继距离长，选择性好，通信容量大，具有多种调制方式等众多优点，最近几年，因为光器件和数字信号处理技术的进步，相干接收机又再次成为研究的热点。
论文中设计了在相干接收中用于处理基带信号的高灵敏度宽带光接收机。论文采用了高灵敏度的ＰＩＮ．ＴＩＡ和时钟抖动小的ＬＡ．ＣＤＲ，相应得选取了ＰＴＣＭ９６５．００２和ＡＤＮ２８１２芯片来构建宽带高灵敏度光接收机。经过精心的原理图和ＰＣＢ板设计，以及硬件调试工作后，最终测得宽带高灵敏度光接收机的速率范围在１Ｇｂｐｓ＇＂２．７Ｇｐｂｓ，并测得它在速率１Ｇｐｂｓ，１．２５Ｇｐｂｓ，２．５Ｇｂｐｓ，２．７Ｇｐｂｓ时的灵敏度分别为．２４．８ｄＢｍ，．２３．５ｄＢｍ，．２２．７ｄＢｍ，．２１．７ｄＢｍ。
论文中介绍了相干检测的原理和相干解调方案，并对采用异步解调方案的外差平衡相干接收机进行了仿真设计，研究激光器线宽、本振光功率和调制速率对相干接收机性能的影响。仿真结果表明激光器的线宽越窄，本振光功率越大，调制速率越低，相干接收机的灵敏度越高；反过来，相干接收机的灵敏度则越低。
论文还设计了用于相干接收机中对中频进行放大的，高增益，宽带，低噪声放大器。论文采用了渐变线和放大芯片ＡＭＭＰ．６２２０来构建中频放大器的设计方案，通过调整渐变线的尺寸，即宽度和长度，来改善放大芯片的增益平坦度。论文对中频放大器进行仿真，仿真结果表明合理的渐变线设计确实能改善放大器的增益平坦度。最后根据仿真设计对放大器进行了ＰＣＢ板设计，经硬件调试后，最终测宽带低噪声放大器的带宽为６ＧＨｚ．１４ＧＨｚ，增益为２０ｄＢ，在６ＧＨｚ到１２ＧＨｚ内，增益平坦度维持在ｌｄＢ以内。关键词：光接收机，相干光，灵敏度，低噪声
北京邮电大学硕士学位论文
Ｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｈｅｏｐｔｉｃａｌｒｅｃｅｉｖｅｒ
ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔｏｐｔｉｃａｌｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ
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ｍｕｌｔｉｐｌｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｓ．Ｔｈｅｃｏｈｅｒｅｎｔｏｐｔｉｃａｌｒｅｃｅｉｖｅｒｈａｓｂｅｅｎａｔｔｒａｃｔｉｎｇｍｏｒｅａｔｔｅｎｔｉｏｎａｇａｉｎ，ｗｈｅｎｏｐｔｉｃａｌｄｅｖｉｃｅｓａｎｄｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｔｅｃｌｍｏｌｏｇｉｅｓｈａｖｅ
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ＫＥＹＷＯＲＤＳ：ｏｐｔｉｃａｌｒｅｃｅｉｖｅｒ，ｃｏｈｅｒｅｎｔｏｐｔｉｃａｌ，ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ，ｌｏｗｎｏｉｓｅ
独创性（或创新性）声明
本人声明所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究．】二作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中１ｉ包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京邮电大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同二［作的同志对本研究所做的仃何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。
申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担…切相关责任。
本人签名：簦叠：一日期：渺ｇ．弓、ｆ
关于论文使用授权的说明
学位论文作者完全了解北京邮电大学有关保留和使用学位沦文的规定，即：研究生在校攻读学位期问论文工作的知识产权单位属北京邮电大学。学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许学位论文被查阅和借阅；学校可以公布学位论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存、汇编学位论文。（保密的学位论文在解密后遵守此规定）
保密论文注释：本学位论文属于保密在年解密后适用本授权书。小保密论文注释：本学｛ｃｉ＝沦文不属于保密范围，适用本授权书。
本人签名：望窭二闩期：）仂８‘弓．．ｒ
导师签名：嫩好ｊｊ
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第一章绪论
１．１相干光通信系统
１．１．１背景介绍
在七十年代，损耗为２０ｄＢ的光纤问世后，人们最先研制并付以使用的ＩＭ／ＤＤ（ＩｎｔｅｎｓｉｔｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ／ＤｉｒｅｃｔＤｅｔｅｃｔｉｏｎ，强度调ｉｔｉＯ／直接检ｉｔｌ９）方式的光纤通信。由于这种方式具有简单、经济、易于调整等优点，而且也能满足当前要求，所以在七十年代人们忽视了对光纤相干光通信方式的研究。
到了七十年代末期，随着光纤通信的发展，为了得到更大容量、更长距离的光通信系统，人们开始把注意力转到光纤相干光通信方面来。其中，日本Ｔ．Ｋｉｍｕｒａ领导的小组做了开拓性的工作，率先发表了一批理论性和实验性论文【ｌ－３】。八十年代初，他们第一个完成了相干光通信的演示实验【２１．其后，光纤相干光通信的研究日益俱增。
到八九十年代，相干光通信已成为研究的热点。ＡＴ＆Ｔ及Ｂｅｌｌ公司于１９８９和１９９０年在宾州的罗灵一克里克地面站与森伯里枢纽站间先后进行了１．３ｐｍ和１．５５ｐｍ波长的１．７Ｇｂ／ｓＦＳＫ现场无中继相干传输实验，相距３５公里，接收灵敏度达到．４１．５ｄＢｍｌ４１。ＮＴＴ公司于１９９０年在濑户内陆海的大分一尹予和吴站之间进行了２．ＳＧｂｐｂｓ的ＣＰＦＳＫ相干传输实验，总长４３１公里【４】。
已经证明，与ＩＭ／ＤＤ通信方式比较，相干光通信方式的主要优点是灵敏度高、选择性好【５】。它在０．８＂－＇０．９ｐｍ波长范围可提高灵敏度１０＂－＇２０ｄＢｍ，在１．５～１．６Ｉ＿ｔｍ波长范围可提高１０－－－，２５ｄＢｍｌ６Ｊ。由于选择性的提高，可借助频分复用方法增加通信信道，提高光纤传输信息容量也较容易实现。已经证明，如果结合光放大器，这种光纤相干光通信的无中继通信距离可达数千公里之上，显而易见，这对目前的ＩＭ／ＤＤ通信方式来说，实在是一个望尘莫及的指标。
然而由于掺铒光纤放大器（ＥＤＦＡ）和波分复用（ＷＤＭ）技术的出现，使得相干光通信技术的发展缓慢下来１７－８１。在这段时期，光通信系统的灵敏度和信息容量已经不再是研究的热点，长距离通信的商业动力和商业活动都开始急剧减退。然
而，采用ＩＭ／ＤＤ通信方式的ＷＤＭ系统经过十多年的广泛应用和发展后，相干光通信技术将再次复苏的征兆开始出现：在数字通信方面，提高Ｃ．带放大器的放大能力，克服有害的光纤色散效应，增加空间通信的距离和容量成为光通信系统中的重要考虑因素【９】；在模拟通信方面，灵敏度和动态范围是系统的关键参数。而这些系统的重要考虑因素和关键参数都能利用相关光通信得到很大的改善。
在长距离光纤和空间数字传输系统中，异步ＤＰＳＫ和ＤＱＰＳＫ已经使用非常普遍，这标志着采用相位敏感的编码和传输技术将成为一种趋判Ⅻ，而灵敏度和频谱效率是这种趋势的核心。在选择检测方案时还需考虑的因素包括物理层的安全可靠性和网络的自适应性，两者都能得益于相干光通信中采用的幅度，频率和偏振编码技术。相干模拟传输与非相干传输相比，也同样具有很大的优势，其中在动态范围方面最为显著。虽然模拟通信不及数字通信应用广泛，但是模拟传输在很多军事应用上由很重要的作用。
近年来，光器件的研究取得了很大的进步，这也为进一步深入研究相干光通信系统提供了良好的契机。这些进步包括激光器的功率，线宽和噪声，以及光电探测器的带宽，功率容量和共模抑制比都得到了很大的改善【ｌ¨。同时微波电子器件性能的提高和数字处理技术的进步【＿７】也使得比直接检测更具优势的相干检测更容易被采用。目前研究人员已经意识到相干检测在未来通信领域里更具吸引力。尤其是在空间光通信传输方面，相干检测更是引起了人们极大的兴趣，因为空间光通信传输依赖于高功率激光器和高灵敏度接收等技术【ｌ２１。采用相干检测技术的星间光通信的数据流量相当于甚至超过整套微波转发设备的数据流量【Ｉ引。而且，光通信比微波通信能量更集中，使通信更加安全。将单一的光通信系统替代整套的微波转发设备，可使空间通信设备的复杂性大大降低，同时它的重量和能量损耗也会大大减少。
１．１．２相干光通信的主要优点
相干光通信最主要的优点是相干检测能改善接收机的灵敏度。在相干光通信系统中，经相干混合后的输出光电流的大小与信号光功率和本振光功率的乘积成正比。由于本振光功率远大于信号光功率，从而使接收机的灵敏度大大提高。以１．３＂１．６ｐｍ波段为例，ＩＭ／ＤＤ接收机需要约为１０００ｐｈｏｔｏｎｓ／ｂｉｔ以达到ｌ旷的误码率，而相干接收机要达到相同的误码率仅需１０＂－－２０ｐｈｏｔｏｎｓ／ｂｉｔ甚至更少，可以达到接近散粒噪声极限的高性斛１３】，并因此也增加了光信号的传输距离。可见，相干探测的高灵敏度使相干接收机更适合于弱光信号的探测，而直接探测体制仅适宜于较强光信号的探测。接收机的高灵敏度也增加了光信号的传输距离。
相干光通信的另一个主要优点是可以提高接收机的选择性。在直接探测中，２
接收波段较大（－－一１００ｎｍ），为抑制杂散背景光的干扰，探测器前通常需要放置窄带滤光片，但其频带仍然很宽。在相干外差探测中，探测的是信号光和本振光的混频光，因此只有在中频频带内的杂散光才可以进入系统，而其它杂散光所形成的噪声均被中频放大器滤除。可见，外差探测对背景光有着良好的滤波性能。此外，由于相干探测优良的波长选择性，相干接收机可以使频分复用系统的频率间隔达到１００ＭＨｚ，取代传统光复用技术的大频率间隔（２００ＧＨｚ）【１３】，具有以频分复用实现更高传输速率的潜在优势。
在直接检测系统中，只能使用强度调制方式对光波进行调制。而在相干光通信中，除了可以对光波进行幅度调制外，还可以进行频移键控或相移键控，如二进制相移键控、差分相移键控、连续相频键控等，具有多种调制方式，利于灵活的工程应用，虽然这样增加了系统的复杂性和光损耗，但是相对于ＩＭ／ＤＤ只响应光功率的变化，相干探测可探测出光场的振幅、频率、位相携带的所有信息，因此相干探测是一种全息探测技术，这是ＩＭ／ＤＤ体制不具备的。
１．１．３相关光通信的关键技术
相干光通信和ＩＭ］ＤＤ方式相比虽有很多优点，但它也有几个方面的技术难题需要攻克。
１．外光调制技术
由于半导体激光器对光载波的某一参数直接调制时，总会附带对其他参数的寄生振荡，如ＡＳＫ直接调制伴随着相位的变化，而且调制深度也会受到限制。另外，还会遇到频率特性不平坦及张弛振荡等问题，因此，在相干光通信系统中，除ＦＳＫ可以采用直接注入电流进行频率调制外，其他都是采用外光调制。
外光调制是根据某些光电或声光晶体的光波传输特性随电压或声压等外界因素的变化而变化的物理现象而提出的。外光调制器主要包括三种，它们分别是利用光电效应、声光效应和磁光效应制成的调制器［１４】。采用以上外调制器，可以完成对光载波的振幅、频率和相位的调制。目前对外光调制器的研究比较广泛，如利用铌酸锂（ＬｉＮｂ０３）马赫干涉仪或定向耦合式的调制器可实现ＡＳＫ调制，利用量子阱半导体相位外调制器或ＬｉＮｂ０３相位调制器实现ＰＳＫ调制等【１５】。２．稳频技术
在相干光通信中，激光器的频率稳定性是相当重要的。如对于零差检测相干光通信系统来说，若激光器的频率（或波长）随工作条件的不同而发生漂移，就很难保证本振光与接收光信号之间的频率相对稳定性。外差相干光通系统也是如此。因此只有保证光载波振荡器和光本振振荡器的高频率稳定性，才能保证相干光通信系统的正常工作。
激光器的频率稳定主要由三种【ｌ５】：
（１）将激光器的频率稳定在某种原子和分子的谐振频率上；
（２）利用光生伏特效应、锁相环技术、主激光器调频边带的方法实现稳频；（３）利用半导体激光器工作温度的自动控制、注入电流的自动控制等方法实现稳频。
３．频谱压缩技术
在相干光通信中，光源的频谱宽度也是非常重要的。只有保证光波的窄线宽，才能克服半导体激光器量子调幅和调频噪声对接收机灵敏度的影响。而且，其线宽越窄，由相位漂移而出产生的相位噪声越小。
为了满足相干光通信对光源谱宽的要求，通常采取谱宽压缩技术。主要由两种实现方法【１５】：
（１）注入锁模法，即利用一个单模工作的频率稳定、谱线很窄的主激光器的光功率，注入到需要宽度压缩的从激光器，从而使激光器保持和主激光器一致的谱线宽度及稳定性；
（２）外腔反馈法。外腔反馈法是将激光器的输出通过一个外部反射镜和光栅等色散元件反射回腔内，并用外腔的选模特性获得动态单模以及依靠外腔的高Ｑ值压缩谱线宽度。
４．偏振保持技术
在相干光通信中，相干探测要求信号光束与本振光束必须有相同的偏振方向，也就是说，两者的电矢量方向必须相同，才能获得相干接收所能提供的高灵敏度，否则，会使相干探测灵敏度下降。因为在这种情况下，只有信号光波电矢量在本振光波电矢量方上的投影，才真正对混频产生的中频信号电流有贡献。若失配角度超过６００，则接收机的灵敏度几乎得不到任何改善，从而失去相干接收的优越性。因此，为了充分发挥相干接收的优越性，在相干光通信中应采用光波偏振稳定技术。目前，主要有两种方法：一是采用“保偏光纤’’，使光波在传输过程中保持光波的偏振态不变。但保偏光纤与普通单模光纤相比，其损耗较大，价格比较昂贵；二是使用普通单模光纤，在接收端采用偏振分集技术【１６】。５．中频放大技术
在相干光通信中，中频放大的技术也是非常重要的。因为中频信号的频率是本振光与信号光的差频，而通常本振光的频率很高，所以中频放大器是一个宽带高频放大器。又由于它位于接收机的最前端，这就要求它是低噪声的，并且噪声系数越小越好。为了抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求有一定的增益，但为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大。放大器在工作频段内应该是稳定的。同时，它所接收的信号是很微弱的，所以中频放大器４
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必定是一个小信号放大器。而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接收信号的同时又可能伴随许多强干扰信号输入，因此要求放大器有足够的线型范围，而且增益最好是可调节的。最后，中频放大器一般通过传输线直接和滤波器相连，放大器的输入端必须和他们很好的匹配，以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并保证滤波器的性能。
除了以上关键技术外，对于本振光和信号光之间产生的相位漂移，在接收端还采用相位分集接收技术以消除相位噪声；为了减小本振光的相对强度噪声对系统的影响，可以采用双路平衡接收技术；零差检测中为了保证本振光与信号光同步而采用的光锁相环技术，以及用于本振频率稳定的ＡＦＣ等。
１．２相干光通信系统中的接收机
光接收机的任务是把发送端通过光纤传来的微弱光信号检测出来，然后放大再生成原来的电信号。对光接收机的基本要求是：应具有较高的灵敏度，以适应长距离通信的要求；应具有较大的动态范围，以适应各种通信距离的要求。光接收机作为光纤通信系统的关键器件之一，其性能直接影响系统的传输距离和误码率等传输指标。
根据检测方式的不同，光接收机大致分为两类：直接检测接收机和相干接收机。因为直接检测光接收机结构简单，成本低，所以得到普遍采用，但是它灵敏度不高，频带利用率低，不能充分发挥光纤通信的优越性。但相干接收机具有灵敏度高，中继距离长，选择性好，通信容量大，具有多种调制方式等众多优点，因此具有良好的应用前景。
相干接收机与直接检测接收机相比，最主要差别是增加了本地振荡光源。相干接收机的组成框图如图１－１所示。本振光与接收的信号光经光耦合器混合在一起，这时信号从光载频（在１．５５９ａ＇ｌ时约为２００１Ｈｚ）下变频到微波载频（通常只有几ＧＨｚ），随后经光检测器探测到信号的中心频率对应于中频名，它是信号光与本振光的频率差。然后中频信号经中频放大器放大后再进行解调，就可以得到基带信号输出。如果信号光与本振光的频率相等，即扉＝ｏ，这种检测称为“零差检测’’。若信号光与本振光的频率不同，即．名≠Ｏ，则称为“外差检测＂。
信信号
图１－１相干接收框图
不过，相干接收机比直接检测接收机更容易受到强度噪声的影响。因为在相５
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干接收机中，本振光的相对强度噪声可以对系统产生较大的影响，随着本振光功率的增大，相对强度噪声也增加，信噪比会下降，除非增加信号光功率可以补偿接收机噪声的增加。为降低强度噪声对系统的影响，可采用平衡接收的方法，如图１．２所示。从耦合器输出的两个支路光信号强度相等，相位相反。当两个探测器上的光电流相减时，其中的直流分量被完全消掉，而强度噪声主要与光电流中的直流份量有关，这样强度噪声基本上可以消除。采用平衡相干接收技术的难点在于要选取两只性能几乎完全相同的光电探测器，并且要采用光延时线使两个支路光信号同时到达光电探测器，这样才能保证经两光检测器探测的光电流大小相等，相位相反的前提条件。
信号光．
本振光３ｄＢ信号耦合器—叫光探测器卜Ｊ。
图１－２平衡相干接收处理
１．３论文主要工作
本文的主要研究内容是设计了用于相干接收中处理基带信号的高灵敏度宽带光接收机，对影响平衡相干接收机的性能的因素进行了仿真分析，以及仿真分析并设计了相干接收机中的中频放大器。
本文第二章首先根据高灵敏度宽带光接收机设计要求，讨论了光接收机的设计方案。随后根据设计方案中选取的芯片的电气特性，设计光接收机的原理图。在原理图的指导下设计光接收机的ＰＣＢ板，并分析在光接收机ＰＣＢ设计中需要重点考虑的因素。最后搭建实验平台，对光接收机进行硬件调试，最终由示波器和误码仪测量实验结果。
本文第三章首先研究了相干检测的原理，分析了相干接收机的优越性，并讨论了同步和异步两种相干解调方案。随后对采用异步解调的平衡相干光接收机进行了仿真实验，定性分析了激光器的带宽，本振光功率和调制速率对光接收机性能的影响。然后研究了相干接收机中的中频放大器设计方案，提出采用渐变线来改善放大芯片的增益平坦度的方法。紧接着仿真分析渐变线对放大器性能的影响，验证了通过合理调整渐变线的尺寸，可以显著提高放大芯片的增益平坦度。最后按照仿真结果最优的渐变线尺寸，设计了中频放大器的ＰＣＢ板，最终利用网络分析仪测量实验结果。
本文第四章对论文工作进行了总结并对其中的不足提出了改进意见。６
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第二章高灵敏度宽带光接收机的设计
从图１．１可知，在相干接收机中，当信号光和本振光混频后的中频信号经过
放大和频带转换后，需要对解调出基带信号进行信号处理，恢复出原始信号。为
了深入研究对基带信号的处理，本文设计了应用于此方面的高灵敏度宽带光接收
机。
２．１方案设计
由于要求接收机的速率在１Ｇｂｐｓ－＇－２．７Ｇｂｐｓ的范围内，为了设计这样的宽带
光接收机，选用的组成光接收机的光电探测器（ＰＩＮ），前置放大器（ＴＩＡ，
ＴｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｔｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ），主放大器（ＬＡ，ＬｉｍｉｔｉｎｇＡｍｐｌｉｆｉｅｒ），和时钟恢复
模块（ＣＤＲ，ＣｌｏｃｋＤａｔｅＲｅｃｏｖｅｒｙ）对信号的响应速率必须达到２．７Ｇｐｂｓ。具体来
说，ＰＩＮ要能接收调制速率为２．７Ｇｐｂｓ的光信号，ＴＩＡ，ＬＡ及ＣＤＲ要能对速率
为２．７Ｇｂｐｓ的电信号进行处理；其次，为了使光接收机具有灵敏度高的优越性能，
ＰＩＮ必须要有较高的响应度，ＴＩＡ引入的噪声要尽可能小，而且有一定的动态范
围，ＣＤＲ的时钟抖动也必须小；最后，这些芯片及器件的输入输出电平方式要
能互相匹配，并且最好都采用相同的电源以简化设计。
基于以上考虑，本设计选取由武汉邮电科学研究院（ＷⅪ）生产的ＰＩＮ和
ＴＩＡ集成的光电探测器，型号为ＰＴＣＭ９６５．００２；它能接收最高速率达２．７Ｇ／ｓ光
信号，响应度为Ｏ．８５Ａ／Ｗ，灵敏度有．２３ｄＢｍ，３．３Ｖ单电源供电，ＣＭＬ（差分）
电平输出，输出电平为２７５ｍｖ。同样，本设计还选取ＡｄｖａｎｔａｇｅＤｅｖｉｃｅ（ＡＤ）
公司制造的集成ＬＡ的ＣＤＲ芯片，型号为ＡＤＮ２８１２；它能恢复１２．３Ｍｂ／ｓ到２．７Ｇｂ／ｓ
连续速率信号，超出ＳＯＮＥＴ（ＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＯｐｔｉｃａｌＮｅｔｗｏｒｋ，同步光纤网）对抖动
传递／产生／容限的要求，运放的灵敏度为６ｍｖ，不需要外加参考时钟，提供ＣＭＬ
电平输入输出，３．３Ｖ单电源供电。（以上给出的芯片及器件的指标参数均为典
型值。）因此，光接收机的原理框图设计如下：
Ｉ｜＿——叫厂——７ＬＬ八ｒ竹纠ＰＩＮ－ＴＩＡ目ＬＡ－ＣＤＲＢ罢簋∥Ｌ——一ＪＬ————Ｊ—＋ｃＬＫ－ＮＮ广———］ｐ广————．ｒ—啼ＤＡＴ√Ｕ
图２－１接收机设计原理框图７
之所以选择集成ＴＩＡ的ＰＩＮ型光电探测器和集成ＬＡ的ＣＤＲ芯片，一是可
以简化设计，再则是能使光接收机各组成部分的兼容性更好，引入的噪声更小。
这样，通过对选取芯片及器件的精心设计，所研制成的光接收机能对
１Ｇｂｐｓ．２．７Ｇｂｐｓ光信号进行光电转换，并将电信号放大，最终恢复出原始信号。
而且该光接收机的灵敏度的极限值能达到．２３ｄＢｍ。整个光接收机采用单一电源
３．３Ｖ，器件及芯片之间采用ＣＭＬ电平输入输出方式，不需要任何电平转换。
２．２原理图及ＰＣＢ设计
２，２．’原理图设计
图２—２光接收机原理图
光接收机的原理图设计如上图所示。原理图设计主要分为两个部分，一个是
针对ＰＩＮ．ＴＩＡ的设计，一个是针对ＬＡ．ＣＤＲ的设计。由于ＰＩＮ－ＴＩＡ特别容易受
到外界噪声的影响，因此在对它的原理图的设计过程中，给予它单独的“干净＂
的地平面，使它与其他地平面分离开来，而仅通过磁珠相连。由于ＰＩＮ需要一个
５Ｖ的反偏电压，所以采用了变压芯片ＬＭｌ０８５，它能将５Ｖ电压转换为３．３Ｖ电
压，只要将它的输入管脚接５Ｖ电源，输出管脚即为３．３Ｖ电压，这样只使用了
一个电源就能满足ＰＩＮ所需的５Ｖ反偏电压，又能满足芯片其他所有电源管脚所需的３．３Ｖ电压。原理图为ＬＡ．ＣＤＲ芯片的输出端设计了并联端接电路，以便与
光接收机的输出接口更好的匹配。此外还为ＬＡ—ＣＤＲ设计了ＬＯＳ（ＬｏｓｓｏｆＳｉｇｎａｌ）
电路。ＬＯＳ电路是当输入信号幅度低于某－－ｆ－ｊ限值发出警报（亮起红灯）的电
路，它既可以帮助排除电路故障，又能防止输出信号产生啁啾。原理图对整个电
路板的电源管脚都进行了高低频滤波处理。
２．２．２ＰＣＢ设计
高速信号有着更短的跳变时间，跳变时间越短意味着在高频范围包含的能量
越多。因此，高速器件和信号将辐射出更多的能量以至于产生更多的高频噪声。
所以，在高速系统中噪声的产生是考虑的主要方面。文中需要设计的光接收机具
有高速率，高灵敏度的特点，因此电路板设计是否恰当对噪声影响很大。高速信
号相应的高速边沿速率会导致振铃，反射和串扰。如果不加以抑制，这种噪声能
够严重得降低接收机的性能。所以除了合理的电路设计和高速元件选择外，运用
高速板设计技术对光接收机及其接口电路进行仔细的设计同样是接收机制作成
功和接收机能否正常工作的关键环节。
为了使接收机成功实现其性能指标，在高速板设计时应该从以下几个方面考
虑。
１．电源分配网络
高速板设计中最重要的考虑就是电源分配网络。为了得到低噪声电路，电源
分配网络必须是低噪声的。同时，电源分配网络必须为板上产生和接收的所有信
号提高返回路径。
（１）作为功率源的电源分配网络
电源分配网络的目的是将电源准确地传送到板上每个器件的电源管脚，无论
它和电源入口处相对位置如何，设计的目标就是尽可能地减少电源分配网路的阻
抗。电源分配网络对系统噪声影响很大。可以利用电源总线网或是电源平面把电
源分配到整个电路板上。
考虑到设计的光接收机要具备宽带、高速的特点，因而在ＰＣＢ设计中采用
了多层电路板设计，利用电源平面来分配电源。设计的ＰＣＢ板一共有四层，如
图２．３所示。线路层是Ｔｏｐ和ｂｏｔｔｏｍ，地层是ＧＮＤ，电源层是Ｖｃｃ（３．３Ｖ）。在
进行ＰＣＢ设计时，分别将诸器件的电源和地管脚连接到电源层和底层。由于电
源平面遍及了ＰＣＢ板的全面积，它的直流电阻非常小。在电源平面上保持了Ｖｃｃ，
并把它均匀的分配到各个器件上。电源平面也提高了一个近似无限的电流库，提
高了防止噪声以及屏蔽电路上逻辑信号的能力。在电源平面上，电流通路没有受
到限制，噪声电流被扩散开。电源平面的这种低阻抗特性使得电源平面比电源总
线平稳得多。９
Ｔｏｐ
ＧＮＤ
Ｖｃｃ
Ｂｏｔｔｏｍ
图２－３ＰＣＢ板分层结构
由于ＰＩＮ光电二极管还需要一个５Ｖ的反偏电压Ｖｐｄ，于是采用了电源总线
网分配电源Ｖｐｄ，将电源电压Ｖｐｄ和地Ｇｒｏｕｎｄ连接到ＰＩＮ．ＴＩＡ上。Ｇｒｏｕｎｄ是
为ＰＩＮ．ＴＩＡ单独划分的地层，以隔离外界对噪声敏感的ＰＩＮ．ＴＩＡ的影响。电源
总线网分配电源是一种价格便宜的馈电方法，它的走线应尽可能的宽，但是受到
电路板密度的限制，最好只在不需要均匀分配电源的应用场合使用。
（２）线路噪声滤波
电源层本身并不能消除线路噪声，除了电源分配设计外，专门的滤波是需要
的。在光接收机及其应用板上这是由旁路电容器来完成的。
在紧靠电源线进入电路板的位置安放一个０．１廿到１０心的电解电容器，它
不仅滤除来自电源的低频噪声，而且当电路中许多输出开关同时动作时，还可提
供额外的瞬态电流。
ＰＣＢ板上的元件还会在线路中添加高频噪声，为了在器件处滤除高频噪声，
应尽可能靠近每对电源和地安装一个ｌｎＦ到０．０１肛去耦电容器。
实际电容器由于本身的结构和所使用的绝缘材料不同，有着不同的等效串联
电感（ＥＣＬ），为了达到高频滤波的目的，必须使用低ＥＣＬ的电容器。在实际设计
中，对于光接收机这样的高速高密度小型电路板，通常采用陶瓷贴片电容器。
任一电容器都有一个有限的有效频率工作范围，因为电路板上同时存在高、
低频噪声，所以希望扩展这个工作范围。当将一个大电容值，低ＥＣＬ电容器和一
个小电容值，非常低的ＥＣＬ的电容器并联是，就能够做到这一点。这样可以显
著地扩展有效滤波频率范围。
因此对光接收机进行ＰＣＢ板设计时，在所有芯片及器件的电源管脚附近都
采用０．１心和１ＩｌＦ的陶瓷贴片电容对电源的高低频噪声进行滤波。
（３）作为信号返回路径的电源分配网络
电流回路是每个设计中不可避免的部分。电源分配网络不仅为系统提供电
源，还为系统中的所有信号提供返回路径，这样电源分配系统就可以消除许多高
速噪声问题。
在高速设计中，考虑得最多的是信号跳变沿产生的能量。每当信号跳变时，
会产生交流，此交流需要一个封闭的回路。即如图２－４（ａ）和（ｂ）所示，返回路径需
要由地或电源提供的完整的回路，这个回路能够由图２似ｃ）来表示。１０
ＡＣＧＮＤＡＣＧＮＤ
（ａ）彻
图２－４电流回路（ｃ）
每一电流回路皆含有电感，可以被认为是单匝线圈组。它们会加重振铃、串
扰和辐射。电流回路电感以及相联系的问题随着回路尺寸的加大而增加，因此较
小电流回路的尺寸可以减小这一问题。电源平面未给电流流动施加自然限制，这
样，返回信号能够沿着最靠近信号线的最小阻抗路径流动，这样可得到最小可能
的电流回路。这也是设计中采用电源平面的重要原因之一。
虽然电源平面比电源总线优越，但如果设计不当，这种优越性可能失效。尤
其是当返回信号自然路径断裂时，会迫使返回信号沿着断裂边沿流动，导致回路
尺寸加大。因此，在对ＰＩＮ．ＴＩＡ分割单独的地层时就注意了这一点。
２．传输线及其端接
通常当信号的传输延迟ｔ大于原始信号的跳变沿昧四分之一时，由于反射
和辐射的原因，会引起信号明显退化。为了减小这种退化，就应当将信号线当传
输线处理。并且，在传输线终点处需用匹配阻抗端接。不正确的端接传输线会导
致反射，使信号失真，在线路负载处的信号会产生振铃，从而损坏系统的性能、ｏ
（１）信号传输线设计
事实上，对于光接收机这样的高速的装置，板上的所有高速信号线都作传输
线处理。前置放大器和主放大器之间的信号线需使用可控阻抗传输线，这时用特
性阻抗端接信号线是很重要的。它可以防止反射信号进入前置放大器的输出。光
接收机和其应用板上接收器间的端口电路信号线也应同样处理。
可控信号传输线有两种：带状线和微带线。带状线虽然抗噪声能力强，但是
比较隐蔽，不容易利用，所以在设计中采用了微带线。由ＰＩＮ－ＴＩＡ和ＬＡ．ＣＤＲ
的电气参数可知，高速信号管脚的输入或输出阻抗均为５０ｆｌ，这就要求信号传输
线的特性阻抗也应为５０ｆｌ才能与其匹配，从而减少反射，使能量利用效率最大，
产生的噪声最小。由于ＰＩＮ．ＴＩＡ和ＬＡ．ＣＤＲ的输出信号线均采用了差分线结构，
所以它的差分阻抗应为１００（１。差分线的结构示意图如图２．５所示，ｈ是微带线与
地层之间的距离，Ｗ是微带线的宽度，ｓ是差分线之间距离，ｄ是差分线与旁边
地之间的距离，ｔ是铜的厚度。设计中采用了高速Ｒｏｇｅｒｓ４００３板材，介电常数为
３．３８，所以当ｈ＝８ｍｉｌ，ｗ＝１０．５ｍｉｌ，Ｗｌ＝１１．５ｍｉｌ，ｔ＝２ｍｉｌ，ｄ＝４．５ｍｉｌ，ｓ＝９ｍｉｌ，Ｅｒ＝３．３８时，
由阻抗计算软件计算得差分线的阻抗为９７．３３ｆｌ，误差在１０％以内，实现了传输线特性阻抗匹配的要求。
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ｒ—－、Ｊ－＾
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图２－５差分线结构
（２）信号传输线的正确端接
走线阻抗（Ｚｏ）必须等于源阻抗（磊）或负载阻抗（乙）。阻抗失配会引起信号
在走线上来回反射，会在负载处造成电平上下摆动的振铃电压。
因此，必须采用一种技术来消除、至少减少这种反射。“端接＂运用于沿着
传输线端接一个传输信号到线路的特性阻抗。通常，负载的输入阻抗一般很高，
输出驱动器阻抗很低。因此，有两种端接方法：较小Ｚ。．到Ｚ０来消除负载反射，
这时通过并联端来实现的；或增加磊到磊来消除源端的第二次反射，这是通过
串联端接来实现的。
Ｖｃｅ
回每｝悃
【ｊＮｌ，
（ａ）并联端接
图２－６传输线的端接（ｂ）串联端接
在本设计中数据信号和时钟信号的输出电路中应用了戴维南并联端接电路，
如图３－４（ａ）所示，两电阻形成了一个戴维南电压分配器。戴维南电路被端接到特
性阻抗为Ｚｏ＝５０ｆ２，即电阻局和是的并联等于Ｚｏ。考虑差分线的特性阻抗存在
一定的误差，令Ｒ＝１６９ｆｌ，咫＝１００Ｑ。
３．串扰
串扰是平行走线问信号的有害耦合。串扰分两种：容性串扰和感性串扰。容
性串扰是指信号线间信号的容性耦合，当信号间距离彼此太近时就会发生。感性
串扰是指不希望有的互感器主次线圈间的信号耦合，互感器的线圈即为板上的电
流环。设计中采用了以下几种方法减小串扰：
（１）因为感性和容性串扰随着负载阻抗的增加而增加，所以，所有对串扰敏感的
线路应该以线路阻抗值端接。在光接收机的信号输出电路就采用了将１６９ｆ２
和风＝１００并联端接的措施，这样既减少了输出端的反射，又有利于减少串
扰。
（２）图２．７示出了走线间隔和走线高度对走线耦合感应的影响，可以看出保持信
号线间足够的间隔可以减少信号线间能量容性耦合。同时走线高度限制在高１２
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于地线平面１０ｒａｉｌ以内，也会显著减少串扰。因此本设计中，微带线的走线
高度为８ｒａｉｌ，就是出于这种考虑。
乏缱栩曩
图２－７走线间隔和走线高度对走线问耦合的影响旧
（３）为了减小感性串扰，电流环路尺寸尽可能减小。同时，避免不同信号返回线
共用一个共同的路径。
４．元件布局和布线规则
如果对印制板的设计遵从元件布局和布线的规则，可进一步加强对印制电路
板的控制。信号质量将得到明显改进。
（１）元件布局
对于光接收机这样的高速高密度小型电路板，设计中都采用了小型贴片式元
器件，并且元件开始的放置也经过非常仔细的考虑：
ａ．在光接收机印刷电路板的设计中，ＰＩＮ－ＴＩＡ和ＬＡ－ＣＤＲ尽可能靠近，电源接
口要尽可能远离ＰＩＮ－ＴＩＡ，这样可以减小外界噪声对ＰＩＮ－ＴＩＡ的影响。
ｂ．光接收机的信号输出电路的并联端接电阻应尽可能靠近输出管脚。
Ｃ．所有滤波电容器应放置在尽可能靠近芯片的电源管脚，使滤波效果更有效。
（２）布线规则
ａ．光接收机的输出有两对差分信号线：数据信号和时钟信号。要保持着两对差
分信号线尽量等长，以使两个信号同时达到输入端，路径长度的差异将直接
导致信号变形。同时，差分信号线对应该相互平行并且尽可能长的相互靠近，
这样，噪声将同时耦合到两条路径上成为共模噪声。当用戴维南端接时，应
该将两条差分信号的电源和地分别相互紧靠，以使两条线上由电源和地引入
的噪声是共模的。对于差分输入来说，共模噪声是被忽略的。
ｂ．避免信号路径的不连续。不连续点就是信号阻抗突变的地方，它们会引起反
射。不连续点发生在路径突然转弯处和板上的过孔处。在路径的转弯处，路
径的横截面增加，如图２－８所示，特性阻抗Ｚ０会下降。为使转弯处路径宽度
不变，设计中都采用了４５。角的圆弧线。过孔将信号从板的一面送到另一面，
板层间金属的这种垂直连接阻抗不能被控制，因此也会导致阻抗的不连续
性。所以，在设计中将高速信号线安排在同一面，可以以减少过孔，从而减１３
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小阻抗的不连续性。
』型
（ａ）（ｂ）
图２－８路径转弯处
ｃ．为了防止短路和减小串扰，在过孔、路径、焊盘问留出至少１０ｍｉｌ的间隙。
使器件和地的连接线尽可能短以减小电感。用来连接电源和地平面的器件的
管脚的过孔直径大于１０ｒａｉｌ，过孔不采用散热性结构以减小电感。
在考虑以上影响光接收机印制板性能的关键因素后，将２．５Ｇｐｂｓ光接收机印
制板尺寸和板材设计为如图２－９所示，其中ｈｌ＝８ｍｉｌ，ｈ＝３８．７４ｍｉｌ，ｗ＝１０ｍｉｌ，ｔ＝２ｍｉｌ，
￡尸３．３８．￡Ｆ４．２。
ＣｒＲｏｇｅｒｓ４００３
￡ｆＦＲ－４
ｅｒＲｏｇｅｒｓ４００３珥ｒ五
图２－９印制电路板设计参数
２．３硬件调试及测试结果
２．３．１硬件调试
在合理的电路设计和高速元件选择的基础上，根据前面的分析，通过应用高
速板设计技术对电路板进行精心的设计，再经过仔细的焊接和调试，使光接收机
的性能达到最佳。调试过程如下：
（１）对ＰＣＢ板进行检测，主要是电源与地之间是否短路，主要器件供电管脚、
接地管脚连接是否正确。
（２）焊接除光探测器以外的电路，焊接完毕之后先对电源和地进行测量，确保没
有短路现象。
（３）上电测试放大器等的直流电位是否正确。
（４）焊接光探测器，因光探测器的各管脚距离比较近，要确保焊接没有短路。
１４
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（５）上电测试光探测器在无输入光状态下的管脚输出电平，确保光探测器未被损
坏。
（６）接入直流光信号，用高速差分示波器测试接收波形。
（７）调节光信号的功率以及调制频率调试接收机的性能。
２．３．２测试结果
（１）首先调制光源信号，使发送端产生的光信号速率为２．５Ｇｂｐｓ，并且效果尽量
好。实验框图如２．１０所示。激光器输出波长为１５５０ｎｍ的连续光信号，并注入铌酸锂调制器中。信号发生器产生特定速率的电码型信号去驱动铌酸锂调制器，实现对连续光信号的调制。调制后的光信号，再由光衰减器衰减，通过示波器观察。为了排除光源对实验结果的影响，可以调节偏振控制器和铌酸锂调制器驱动电路的增益和偏置点，使输出的调制光信号效果最佳。图２．１１就是由示波器观察到的调制速率为２．５Ｇｂｐｓ的光信号。
图２－１０调制信号的产生框图
黧丕裁０甏￡瓣≥．２蠹嚣：；魏缀：鬻§篆纛纛罴§戮＋ｊ善意。
图２－１１２．５Ｇｐｂｓ信号光源
（２）经光接收机接收２．５Ｇｂｐｓ光信号，输出时钟信号如图２．１２（ａ）所示，从示
波器图中可以读出时钟的半周期的平均值ｍｅａｎ＝２１６．２ｐｓ，最小值ｍｉｎｉｍｕｍ＝１９９ｐｓ，最大值ｍａｘｉｍ＝２３０ｐｓ，标准方差ｓｔｄｄｅｖ＝６．８ｐｓ。可见时钟抖动很小。输出的数据信号如图２．１２（ｂ）所示，从眼图可以看出下降沿比上升沿要陡，不过总体来说，眼图还是比较清晰的。
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（ａ）时钟信号（ｂ）数据信号
图２－１２光接收机输出的２．５Ｇｂｐｓ信号
（３）调节信号光的调制速率，测得光接收机能接收从１Ｇｐｂｓ到２．７Ｇｐｂｓ的光信号。
图２．１３（ａ）是由光接收机输出１．２５Ｇｐｂｓ数据信号，可以看出它的周期是恢复出的２．５Ｇｂｐｓ信号的一倍，眼图效果比２．５Ｇｂｐｓ信号要好很多。图２．１３（ｂ）是光接收机输出的２．７Ｇｐｂｓ信号，眼图不如２．５Ｇｂｐｓ信号好。
（ａ）１．２５ＧｂｐＳ信号（ｂ）２．７Ｇｂｐｓ信号
图２－１３光接收机输出其他速率信号
（４）通过误码仪可以测得光接收机在某一速率下的误码率，从而可以测得在给定
误码率下的最低接收光功率，即灵敏度。实验框图如２．１４所示，调制光信号经光衰减器和消光比５０／５０的耦合器分成两路，一路接光功率计，另一路由光接收机接收，再由误码仪测量误码率。通过调节光衰减器，可以测得在不同接收光功率下的误码率，光功率可以由功率计读出。图２．１５是在不同调制速率下，由测得的不同接收光功率的误码率绘制而成的误码率曲线。在ＢＥＲ＝１０母时，接收１．２５Ｇｐｂｓ，２Ｇｐｂｓ，２．５Ｇｐｂｓ，２．７Ｇｐｂｓ光信号的灵敏度为．２４．８ｄＢｍ，．２３．５ｄＢｍ，．２２．７ｄＢｍ，．２１．７ｄＢｍ。可以看出，光接收机的灵敏度随频率增加而降低，这是因为这是因为频谱噪声密度是一定的，调制频率越高，频谱越宽，噪声越大，从而导致灵敏度降低。光接收机在２．５Ｇｐｂｓ调制速率时的灵敏度时．２２．７ｄＢｍ，而根据对ＰＩＮ．ＴＩＡ的性能指标分析，光接收机的极限灵敏度可达．２３ｄＢ，这Ｏ．３ｄＢ损耗主要由高频信号传输中的电磁辐射，以及接口的插入损耗造成的，是正常损耗。
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信号发生器
激光器Ｈ调制器Ｈ光衰减器５０／５０光功率计
耦合器光接收机Ｈ误码仪
图２－１４误码率测量框图
盯
正山ｍ—鱼
“
曲”；
．２４０。－２５，４．２５．２Ｒ嘲・Ｐｏｗｅｒ（ｄＢｍ）－２２．８－Ｚ１鼻
图２－１５误码率测量
１７
第三章
３．１相干检测相干光通信系统中接收机的研究
图３－１给出了相干检测系统的框图，来自光波系统的信号光与另一个本振的窄谱线激光器发出的光波混合，然后一起投射到光电检测器相干混频，混频后的差频信号经后接的电信号处理系统处理后进行判决，最后恢复处原始信号。
光信出信号
图３－１相干光检测系统框图
由相干检测理论可知【１８】，光生电流为
ｍ）＝即＝Ｒ（只＋置）＋２Ｒ√丽ｃｏｓ（％Ｈ矽。一≯Ｌ）（３—１）
式中Ｒ为光检测器的响应度，￡和置，≯。和≯Ｌ分别为信号与本振的光功率和相位，％为中频。通常置》只，因而只＋丘≈置为常数。传输信息包含在上式第二项中，零差检测时％＝ｏ，当≯。＝≯Ｌ，零差电流为Ｉｓ（ｔ）＝２Ｒ厕一（３—２）上式与直接检测信号电流毛Ｄ＝ＲＰ。（ｔ）相比，信号电流提高了４４ＰＬ／￡倍，由于４异／只》１所以零差可使信噪比提高许多倍。
外差检测时，ｃｏＩＦ＃ｏ，这时含有信息的外差电流为
‘（ｆ）＝２Ｒ４Ｐ。（ｔ）ＰＬｅｏｓ（ｃｏｎ＝ｔ＋≯。一≯Ｌ）
交变特性，平均信号功率降低了一半。因此信噪比比零差检测降低了３ｄＢ。（３－３）可见外差检测也放大了接收信号，提高了信噪比。然而由于外差检测电流的
从式（３－２）和（３－３）看出，不管是零差检测还是外差检测，它们的检测电流不仅与被测信号强度和功率有关，还与光载波的相位或频率有关。因此在相干光通信中，不仅可以通过光信号的强度来传递信息，还可以通过调制光载波的相位和频率来传递信息。而在直接检测中，所有有关信号相位和频率的信息都丢失了。
零差检测与外差检测相比，具有灵敏度高的优点，但是它对相位的敏感性极高，这无疑加大了相干接收机设计的难度。而外差检测虽然灵敏度较零差检测低了３ｄＢ，但获得回报是使接收机的设计相对简单。因此在实际的相干光通信系统中普遍采用外差检测。因而下面着重对基于外差检测的相干接收进行分析。本文中采用的外差方案如下：
通过外差检测得到的电信号为微波中频信号，需要解调至基带。光信号的解调可采用同步或异步方案。
光信号耦合器Ｈ光检测器带通
滤波器
查堑堂塑ｌＬ｛垫鎏堡望
图３－２外差同步接收机框图
图３－２展示了外差同步接收机的框图，光检测器产生的电流经中心频率为中频为中频ｔＯⅢ的带通滤波（ＢＰＦ），不考虑噪声时滤波器的输出电流为
Ｉｆ（ｔ）＝ｊＩＰｃｏｓ（ｔｏⅢ一≯）（３－４）
式中，‘由式（３—２）给出，≯为本振与信号光间的相位差。考虑噪声时，利用高斯噪声的同相和异相正交分量，滤波器的输出电流为
Ｉｆ（ｔ）＝（昂ｃｏｓ≯＋ｉ。）ｃｏｓ（ｒｏ皿ｆ）＋（昂ｓｉｎ＃＋／Ｄｓｉｎ（ｒｏ衅ｔ）（３－５）
式中‘和ｆＪ为零均值的高斯随机变量。对同步解调，将Ｉｆ（ｔ）乘以ｃ０Ｓ（缈匹ｆ），并通过低通滤波器（ＬＰＦ）滤波，可得基带信号为
毛＝ｃｏｓ≯＋ｆｃ）（３－６）
同步解调要求恢复中频微波载波，因而需要采用锁相环。
光信出信号
图３－３外差异步接收机．框图
图３—３展示了外差异步接收机的框图，该接收机不要求恢复中频微波载波，它用一只后接低通滤波（ＬＰＦ）的包络检波器将滤波信号Ｉｆ（ｔ）转换到基带，结构设计简单。判决电路接收到的信号正是厶＝Ｉ‘Ｉ，‘由式（３—４）给出，于是
厶＝ｌ‘ｌ＝【（如ｃｏｓ矽＋之）２＋（‘ｓｉｎ≯＋‘）２】“２（３—７）
外差异步接收机与外差同步接收机相比，主要差别是接收噪声的同相和异相正交分量都影响信号，因而ＳＮＲ和灵敏度降低了，但降低不多，约０．５ｄＢ。异步解调对光送机和本振光源线宽的要求不很严格，因此在相干光通行系统中，异步外差接收机是一种实用的方案。
３．２相干接收机仿真１９
为了深入研究相干接收机比直接检测接收机灵敏度高的优良特性，以及影响相干接收机性能的因素，本文对相干接收机进行了仿真设计。
文中对采用了异步解调方案的平衡外差相干光接收机进行了仿真，方框图如图３－４所示。在发送端采用了ＮＲＺ码调制格式。
图３－４仿真框图
１．激光器线宽
令调制速率为２．５Ｇｂｐｓ；光源激光器的频率为１９３．１ＴＨｚ，功率为０ｄＢ：本振激光器的频率为１９３．１１ＴＨｚ，功率为５ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；接收光功率为－４５．４ｄＢ；由此知中频为１０ＧＨｚ。在不改变其他参量的条件下，只改变光源激光器的线宽，使其从０．０５ＭＨｚ到５ＭＨｚ连续变化，分析光源激光器的线宽对平衡相干光接收机的灵敏度的影响。仿真结果由图３．５所示。可以看出光源激光器的线宽越窄，光接收机的Ｑ值越大，即接收机的灵敏度越高；光源激光器的线宽越宽，光接收机的Ｑ值越小，即接收机的灵敏度越低。这是因为如果光源激光器的线宽太宽，会引入大量的相位噪声，从而导致接收机的灵敏度下降，失去相干光接收机的优越性。因而也可知，相干接收机对激光器线宽的要求是十分严格的。
图３—５激光器的线宽对灵敏度的影响
２．本振光功率
令调制速率为２．５Ｇｂｐｓ，光源激光器的频率为１９３．１ＴＨｚ，功率为０ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；本振激光器的频率为１９３．１ｌＴＨｚ，线宽为０．５ＭＨｚ：接收光功率为－４５．４ｄＢ：在不改变其他条件下，只调整本振光功率的大小，使其从０ｄＢ到１０ｄＢ连续变化，分析本振功率平衡相干光接收机的灵敏度的影响。仿真结果如图３—６
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所示。从图中可以看出，本振光功率越大，光接收机的Ｑ值越大，即接收机的灵敏度越高；本振光功率越小，光接收机的Ｑ值越小，即接收机的灵敏度越低。这是因为本振光功率的增大，会使光检测器测到的功率也随之增大，从而提高光接收机灵敏度。这也是相干光接收机的优越性之一。但是接收机的灵敏度不会随本振光功率的增大而无限增大，因为在加大本振光功率的同时，也加大了强度噪声。
口
图３－６本振光功率对灵敏度的影响
３．调制速率
令光源激光器的频率为１９３．１ＴＨｚ，功率为０ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；本振
激光器的功率为５ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；在不改变其他条件下，令调制速率分别为２．５Ｇｂｐｓ、５Ｇｂｐｓ、１０Ｇｂｐｓ，本振激光器的频率相应分别为１９３．１ｌＴＨｚ，１９３．１２，１９３．１４ＴＨｚ，改变接收光功率的大小，分析调制速率对激光器灵敏度的影响。仿真结果如图３．７所示。可以看出当调制速率为２．５Ｇｂｐｓ、５Ｇｂｐｓ、１０Ｇｂｐｓ时，相干接收机的灵敏度分别为－４５．５ｄＢｍ，－４３ｄＢｍ，－．４０ｄＢｍ；可见调制速率越高，相干接收机的灵敏度越小。这是因为频谱噪声密度是一定的，调制速率越高，
接收光功率（ｄＢｍ）
图３－７调制速率对灵敏度的影响２ｌ
３．３低噪放大器的设计
从图Ｉ－Ｉ相干接收框图中看到，相干检测产生的光电流需要经过中频放大，因为通常接收到的信号光是微弱的，通过光电转换的光电流也是微弱的，所以需要经过放大然后再进行信号处理。因而，用于中频放大的放大器是首先要有一定增益的，但增益不能过大，以免发生线性失真；又因为该放大器位于接收机的最前端，接收机的噪声主要取决于第一级放大，所以它必须是低噪声的；又因为在相干接收机中引入了本振光，本振光的频率通常很高，于是信号光和本振光混合后，得到的中频频率也很高，所以该放大器还是高频宽带放大器。根据以上分析，用于中频放大的是一个小信号，低噪声，高频宽带放大器。
３．３．１宽带低噪声放大器的性能指标分析
１．工作频率与带宽
放大器所能允许的工作频率与晶体管的特征频率．疗有关，由晶体管小信号模型可知，减小偏置电流的结果是晶体管的特征频率降低。在集成电路中，增大晶体管的面积使极间电容增加也降低了特性频率。
放大器的带宽不仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围，而且还要求全频带内噪声要满足要求。低噪声放大器是频带放大器，它的带宽由负载决定。Ｕ、『Ａ的负载一般有两种形式【１７１，一是采用调谐的ＬＣ回路作负载，并将下级混频器的输入电容并入回路电容，构成频带放大，既可选频也可提高增益；二是ＬＮＡ后面接集中选频滤波器，则ＬＮＡ可以做成宽带的，选频功能由滤波器完成。２．噪声系数
噪声系数是指放大器的输入信噪比和输出信噪比的比值。噪声系数的物理含义是：信号通过放大器之后，由于放大器产生噪声，使信噪比变坏；信噪比下降的倍数就是噪声系数。
根据噪声级联公式有【１刀：
Ｆｎ：Ｅ＋坠＋盟＋Ｋ“。（３—８）
ＧｌＧＩＧ２
式中，Ｆｎ为ｎ级放大器的噪声系数，Ｇｎ为第ｎ级放大器的增益。第一级放大器的噪声性能对整个放大器的性能起决定性的作用，因此第一级放大器必须实现在宽频带内的噪声匹配。
３．增益对于低噪声放大器的增益设计要适中，因为增益太大会使信号中的噪声部分
也随之增大。但为了抑制后面各级的噪声对系统的影响，其增益又不能太小。放大器的增益与管子的跨导有关，还与负载有关。低噪声放大器大都是按照噪声最佳匹配进行设计的。噪声最佳匹配点并非最大增益点，以此增益Ｇ要下降。噪声最佳匹配情况下的增益成为相关增益。通常，相关增益比最大增益大约低２－４ｄＢ。增益平坦度是指功率最大增益与最小增益之差，它用来描述工作频带内功率增益的起伏，常用最高增益与最小增益之差，即ＡＧ（ｄａ）表示。
４．输入阻抗匹配
输入匹配电路一般分为最大增益匹配和最小噪声匹配两种，低噪声放大器一般采用最小噪声匹配的输入匹配方式。放大器输入匹配电路的首要任务，是把为信源实数阻抗（即５０Ｑ源阻抗）变换成管子最佳噪声源阻抗Ｚｏｐｔ，从而使得放大器获得最佳噪声。输入匹配电路在达到最佳噪声匹配时，放大器的输入阻抗一般不会与信号源阻抗匹配，因此此时功率放大倍数不是最大的。在设计低噪声放大器时，首要考虑的因素是噪声要尽可能的低，其次才是增益问题，因此牺牲一点增益来换取噪声系数的降低是必要的。
５．输出匹配电路
输出匹配电路的基本任务就是把微波晶体管的复数输出阻抗匹配到负载实数阻抗５０ｆｌ，以达到最佳增益，属于最佳增益匹配。输出匹配电路要解决的目标有以下几点。
（１）提高增益。当输出电路与微波管达到共轭匹配的时候，功率增益最高。（２）改善放大器的增益平坦度。本文利用渐变线来改善放大器的增益平坦度。
（３）满足放大器输出驻波比。可以通过在漏极输出端串连了一个小电阻，以提高ｌ
稳定性【１９】。由于电阻串连在末级电路上，所以它对噪声影响很小。
本文的设计中，所有匹配电路都用微带线和渐变线实现的。
３．３．２渐变线
如果在特性阻抗不同的两端传输线之间插入特性阻抗连续变化的过渡传输线段，则这种变换器称之为连续式或渐变式阻抗变换器。图３－８是渐变线的示意图，以及说明有无限多个小“台阶”所组成的变换器的演变过程示意图。首先求带有“台阶＂的变换器的反射系数，而后令每个“台阶＂的长度无限减小、“台阶”的数目无限增加，那就么在无限的情况下求出的反射系数，就是渐变式阻抗变换器的反射系数。设过渡段的总长度为，，过渡段的始端（左端）所接传输线的特性阻抗为ｚ（０），终端（右端）所接传输线的特性阻抗为ｚ，。
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（ａ）连续式阻抗变换器；（ｂ）演变过程示意图
图３－８渐变式阻抗变换器
过渡段始端的总反射系数ｒ伽为【２０１
Ｆｉｎ＝互Ｉｆｅ－ｊ２ｐｘｈｚ（列出（３－９）
这就是渐变式阻抗变换器反射系数的一般表达式。
如果渐变线的特性阻抗沿轴线按指数变化，称之为指数渐变线。它的表
达式由下式给出：
Ｚ（ｘ）＝Ｚ（Ｏ）ｅ舡（３—１０）
或ｌｎＺ（ｘ）＝Ｉｎｚ（ｏ）＋ｋｘ（３—１１）式中，ｚ（ｏ）是始端特性阻抗，ｋ是表示变化规律的常数。它由下式确定：当工＝，时，有式（３－１１）知
肼：ｌＩｌ盟：ｌＩｌＲ（３－１２）
Ｚ（Ｏ）
则疗＝一．１ｎ尺（３－１３）
，
将ｋ代入式（１１）知
ｈｚ（工）＝坐ｌ他ｚ（ｏ）（３－１４）
ｚ（，）为指数渐变线末端阻抗，Ｒ为阻抗变换比。将式（３—１５）代入到式（３—９）得
。三ｈＲ警Ｐ－ｊ∥（３－１６）
取ｒ加的模，即
ｈ—Ｉ＝三ｈ尺警叱警∽∽
其中，ＦＲ１，ｌｎＲ
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ｌＬＩ
Ｌ
ｒ＿
０Ｚ／２五３兄／２２五５Ａ／２３／Ｉ，
图３－９指数线的频率响应曲线
图３．９是根据式（３．１７）画出的Ｉｒｆ万ｌ随∥，或，变化的曲线，称之为频率响应曲线。从图可知，它呈波纹状。ｒｍ是在通频带内允许的反射系数模的最大值，从图中还可看出：调整渐变线的长度，和宽度，即阻抗变换比，可以改变渐变线的反射系数，实现阻抗匹配；当给定了，时，如能在频带下限使Ｉｒ抽ｌ满足要求，那么频带的上限也一定能满足要求，即是说，这种变换器是一个高通滤波器。
３．３．３宽带低噪声放大器仿真设计
１．设计目标
本文要设计一个带宽在６ＧＨｚ－１６ＧＨｚ范围内，噪声系数在３ｄＢ以下，增益在２０ｄＢ左右的宽带低噪声放大器。
２．设计方案
为了实现上述设计目标，本文采用了ＡＭＭＰ－６２２０放大芯片。它的工作频带宽为６ＧＨｚ至ＩＪ２０ＧＨｚ，噪声系数最低达到２．５ｄＢ，同时增益高达２２ｄＢ。但是它的增益平坦度还不够理想。所以本文设计的重点是利用微带线和渐变线来改善低噪声放大器的增益平坦度。设计方案如下：
Ｉ
。ＳＭＡ］。乙１，、■’－●，、＾ｌ接口ｌ］乙Ｚ个，Ｉ，、１１Ｚｏｊ放大芯片，、＾厂－－．．—一ＳＭＡ［
Ｉ．’１１Ｌ斗个＇一ＣＬ）巾■接口乙Ｏ，、ｆ
ｌ‘．
［］微带线［＝］渐变线
图３－１０低噪放大器设计方案图
由于ＡＭＭＰ－６２２０的输入输出管脚的直径为０．３ｍｍ，而ＳＭＡ接头（将输入输出信号与同轴电缆相连）的管脚的直径为０．５ｍｍ，所以可以通过三段微带线和两段渐变线，使输入输出的信号线的宽度逐渐从０．３ｍｍ过渡到０．５ｍｍ，这样既避免了管脚与微带线之间的失配，又有利于改善低噪放大器的增益平坦度。３．设计步骤
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（１）设置图中３—１０各段微带线与渐变线的线宽，以输入端为例，各段微带线与渐
变线的宽度如下表所示：
＼．
Ｗｌ（ｍｍ）
Ｗ（ｍｍ）
Ｗ２（ｍｍ）表ｌ微带线和渐变线线宽设置Ｃ１Ｔｌ０．５Ｏ．５ＸＸＯ．３Ｃ２Ｔ２ＸＯ．３Ｃ３
其中Ｘ是变量，令０．３＜Ｘ＜０．５；Ｗｌ，Ｗ２分别是渐变线粗端和细端的宽度
（２）将厂商提供的放大芯片的Ｓ参数文件导入两端口网络中。并放置Ｓ参数扫描
控件。令起始频率为６ＧＨｚ，终止频率为１６ＧＨｚ，扫描间隔为０．ＩＧＨｚ。
（３）添加印制板参数。由于整个仿真过程都是基于这些参数，即模拟信号在某一
特定环境里传输，所以参数的选择对仿真结果至关重要。而印制板参数既要满足高速率信号的设计要求，又要满足印制板实际加工要求。因此在考虑以上因素后，决定采用芯板厚度为２０ｍｉｌ，介电常数为３．４８的Ｒｏｇｅｒｓ４３５０的板材。
（４）添加增益平坦度控件和优化目标控件。在优化目标控件中设定增益平坦度为
仿真目标标量，并将增益平坦度的仿真目标值设置在ｍｉｎ＝－０．３ｄＢ．ｍａｘ＝０．３ｄＢ的范围之内。
（５）添加优化控件，选择合适的优化方式，常用的主要是Ｒａｎｄｏｍ（随机法）和
Ｇｒａｄｉｅｎｔ（梯度法），随机法通常用于大范围搜索时使用，梯度法则用于局域收敛。本设计采用随机法与梯度法相结合的优化方式。
（６）激活微带线和渐变线长度和最后宽度的优化，并设置优化范围，开始优化。
通过对渐变线和微带线尺寸的不断调整，得到满足增益平坦度目标的电路。３．３．４仿真结果
经过反复优化，得到比较满意增益平坦度。图３．１ｌ（ａ）是经微带线和渐变线优化的宽带低噪放大器的￥２１曲线。与原来放大芯片ＡＭＭＰ．６２２０的Ｓ２１参数曲线（图３．１１（ｂ））相比，虽然放大器在整个频带６ＧＨｚ．１６ＧＨｚ内增益有所下降，从原来的最大增益２３ｄＢ降为２２．３ｄＢ，但仍然满足增益２０ｄＢ的设计要求。而且放大器的增益平坦度得到很大的改善，从原来的１．４ｄＢ减小为０．６ｄＢ。同时，如图３．１２所示，噪声系数在６ＧＨｚ．１６ＧＨｚ频带内保持在０．２ｄＢ以下。
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２３２
幻Ｄ
２２毒ｒ氏—芝
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薯耋：
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２ｌ辱．１零．努■口口辱●２是１●．，垂耄知红锄勉铱捌钏三Ｏ摹５
１’Ｉ‘Ｉ’也’＇’’’虫’由。ｎ’Ｉ’Ｉ
－ｑ・Ｏ拖＿ｑ．ＯＨｚ
（ａ）优化的￥２１参数曲线（ｂ）ＡＭＭＰ－６２２０的￥２１参数曲线
图３－１１￥２１参数曲线
／‘，．７
３．３．５宽带低噪声放大器的测量，／‘ｆｒ－曰．ｏＨ睦一一．／．一一＿，一图３－１２ＬＮＡ的噪声系数
根据仿真设计电路将宽带低噪声放大器制成ＰＣＢ印制板。然后将放大芯片
ＡＭＭＰ一６２２０和Ｋ型ＳＭＡ接头及其他元器件焊接完后，利用网络分析仪对低噪声放
大器进行测试。低噪放大器的Ｓ２ｌ参数测试结果如图３－１３所示。由图知放大器的
增益可达到２０ｄＢ，频带带宽从６ＧＨｚ到１１．２ＧＨｚ，在６ＧＨｚ到１０ＧＨｚ增益平坦度为
ＩｄＢ。从图中还可以看出放大器在１４ＧＨｚ处出现一个很强的振荡。通过查看放大
器的Ｓｌｌ参数，如图３—１４所示，发现放大器在在高频部分的反射系数很大。经过
分析，造成实验结果与仿真结果有较大差别主要有以下几个原因：
１．ＳＭＡ接口对１０ＧＨｚ以上的高频信号响应不好，因而对１０ＧＨｚ以上的高频信
号产生很大的反射，导致放大器的增益在１１．２ＧＨｚ处骤降，在１４ＧＨｚ处出现
一个很强的振荡。
２．微带线和渐变线的设计过长，导致高频微带信号在传输过程中辐射太多能量。
３．因存在加工的工艺误差，使得印制板上的渐变线参数与仿真设计不完全相符，
由于低噪放大器的性能对渐变线参数的改变很敏感，从而造成放大器的性能
下降。
４．由于ＡＭＭＰ一６２２０芯片的特殊封装，管脚的焊盘比较隐蔽，使得焊接难度加
大。因此芯片焊接不充分也是造成放大器性能下降的因素之一。
２７
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通过更换高频响应好的ＳＭＡ接头和重新焊接ＡＭＭＰ一６２２０芯片，放大器的性能有所提高，带宽可以从６ＧＨｚ到１４ＧＨｚ，在６ＧＨｚ到１２ＧＨｚ内，增益平坦度维持在ｌｄＢ以内。
图３—１３低噪放大器的￥２１参数测试结果图３—１４低噪放大器的Ｓ１１参数测试结果
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第四章总结和展望
本文设计了相干接收中用于基带信号处理的宽带高灵敏度光接收机。本文选取高灵敏度的ＰＩＮ．ＴＩＡ，和时钟抖动小的ＬＡ－ＣＤＲ组成光接收机。在深入了解光接收机原理的基础上，通过对这些芯片及器件的ｄａｔａｓｈｅｅｔ的研究，进行光接收机原理图的设计和ＰＣＢ板设计，并且具体讨论了ＰＣＢ设计中需要重点考虑的电源网络分配、传输线、串扰、元件布局和布局规则等问题。ＰＣＢ板经过仔细焊接和上电调试后，在搭建光通信系统实验平台上对光接收机测试。测试结果表明最终测得宽带高灵敏度光接收机的速率范围在１Ｇｂｐｓ＇－－２．７Ｇｐｂｓ，它在速率１Ｇｐｂｓ，１．２５Ｇｐｂｓ，２．５Ｇｂｐｓ，２．７Ｇｐｂｓ时的灵敏度分别为．２４．８ｄＢｍ，－２３．５ｄＢｍ，．２２．７ｄＢｍ，．２１．７ｄＢｍ。
为了深入研究相干光接收机的性能，论文分析了相干检测的原理和相干解调方案。并且对采用异步解调的平衡外差相干光接收机进行仿真，分析了激光器的线宽，本征光功率和调制速率对相干光接收机性能的影响。增大光源激光器的线宽，相干光接收机的Ｑ值明显下降，即光接收机的灵敏度下降。这意味着随着激光器器件的进步，激光器线宽能越来越窄，相干光接收机高灵敏度的优势将越来越明显；改变本振光功率的大小，发现增大本振光功率可以提高相干光接收机的灵敏度，这就是相干接收机之所以增加本振光源的原因所在，因为引入本振光源，可以大大增加光接收机的探测光功率，从而提高灵敏度；改变调制速率的大小，发现频率越高，灵敏度越低。这是由高速信号在传输过程中的光纤色散和辐射引起的。这也意味着信号速率越高，对光接收机的设计要求越苛刻。
最后本文设计了相干光接收机中的中频放大器。本文选取了带宽为６ＧＨｚ到２０ＧＨｚ，噪声系数为２．５ｄＢ，增益２２ｄＢ的放大芯片，通过微带线和渐变线将放大芯片与输入输出接口相连；精心设计微带线和渐变线的尺寸，以改善放大芯片的增益平坦度。经反复优化，仿真结果表明放大器的可以达到增益为２２ｄＢ，带宽为６ＧＨｚ．１６ＧＨｚ，噪声系数低于２ｄＢ的良好性能。根据仿真，本文对低噪放大器进行了高速ＰＣＢ板设计。通过网络分析仪测得该放大器的带宽为６ＧＨｚ到１４ＧＨｚ，增益可达２０ｄＢ，在６ＧＨｚ到１２ＧＨｚ，增益平坦度维持在ｌｄＢ以内。
由于时间原因，本文还存在一些不足之处：
１．本文采用了渐变线设计来调整中频放大器的增益平坦度以及实现输入输出匹
配。但是放大器对渐变线很敏感，以至于稍微改动渐变线的某个参量，例如线宽，就会对放大器的增益，增益平坦度，以及反射系数产生影响。这使得
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设计难度加大。并且由于在制作ＰＣＢ板时，还会存在工艺误差，这种工艺误差很可能就会导致渐变线的参数发生改变，从而改变整个中频放大器的性能，与仿真结果不符。在随后的工作中，可以采用扇形线设计来实现改善放大器的增益平坦度。因为扇形线具有频带宽，稳定性好的优点。
２．在对相干光通信系统的仿真中，采用了比较简单的ＮＲＺ调制码型，在后续的
工作中可以研究多种调制的相干光通信系统进行仿真，例如ＦＳＫ，ＰＳＫ，尤其是最近研究热门的ＤＰＳＫ。然后对这些多种调制码型的通信系统进行分析和比较。
３．在相干光通信系统中，本振光和信号光的偏振对系统的性能影响很大。但由
于实现难度比较大，在仿真中没有对偏振加以考虑。可以在后续的工作中，研究偏振因素对仿真实验的影响。
４．随着光器件和数字处理技术的进步，以及人们开始对接收机灵敏度和动态范
围的重视，相干光通信必将再次得到应用和发展。因而对相干光通信系统的研究，不仅具有理论价值，而且还具备很好的实用价值。由于时间原因，只对整个相干光通信系统做了仿真实验。在随后的工作中，希望能搭建一个相干光通信系统，通过实验进一步研究系统的性能。
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致谢
在短短的两年半的学习和生活中，我的收获颇丰。每次在实验室大会上，我都能从林老师的讲话中获得对学习，生活，和未来工作的启发。伍老师和徐老师不仅在学术上给予了我很大的指导和帮助，他们对研究工作的热衷和敬业精神也深深的感动了我，激励我在以后的学习和工作中热爱自己的事业。
感谢李岩，陆丹，沈南，葛庭武，尹亚伟等师兄师姐在学习上对我提供了很大的帮助，对我遇到的难题总是不厌其烦的及时帮助我解决。还要感谢和我一起工作学习的潘玲，张旭，黄培伟，王敏学，贺晴，郑博星，陈晨露，王睿等同学，在学习上我们一起讨论，在生活上我们互相关心．还要感谢朱冉等师弟师妹，对我后期实验的支持和帮助。
最后我还要感谢我的家人和我的男朋友陈飞给予我的理解和支持。感谢所有关心我、帮助我、支持我的老师和朋友们１３３
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论文的发表情况【１】曾琼，采用渐变线的宽带低噪声放大器设计，中国科技论文在线，２００８．３。
北京邮电大学
硕士学位论文
相干光通信系统中接收机的研究
姓名：曾琼
申请学位级别：硕士
专业：物理电子学
指导教师：林金桐
20080305
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相干光通信系统中接收机的研究
摘要
相干光接收机具有灵敏度高，中继距离长，选择性好，通信容量大，具有多种调制方式等众多优点，最近几年，因为光器件和数字信号处理技术的进步，相干接收机又再次成为研究的热点。
论文中设计了在相干接收中用于处理基带信号的高灵敏度宽带光接收机。论文采用了高灵敏度的ＰＩＮ．ＴＩＡ和时钟抖动小的ＬＡ．ＣＤＲ，相应得选取了ＰＴＣＭ９６５．００２和ＡＤＮ２８１２芯片来构建宽带高灵敏度光接收机。经过精心的原理图和ＰＣＢ板设计，以及硬件调试工作后，最终测得宽带高灵敏度光接收机的速率范围在１Ｇｂｐｓ＇＂２．７Ｇｐｂｓ，并测得它在速率１Ｇｐｂｓ，１．２５Ｇｐｂｓ，２．５Ｇｂｐｓ，２．７Ｇｐｂｓ时的灵敏度分别为．２４．８ｄＢｍ，．２３．５ｄＢｍ，．２２．７ｄＢｍ，．２１．７ｄＢｍ。
论文中介绍了相干检测的原理和相干解调方案，并对采用异步解调方案的外差平衡相干接收机进行了仿真设计，研究激光器线宽、本振光功率和调制速率对相干接收机性能的影响。仿真结果表明激光器的线宽越窄，本振光功率越大，调制速率越低，相干接收机的灵敏度越高；反过来，相干接收机的灵敏度则越低。
论文还设计了用于相干接收机中对中频进行放大的，高增益，宽带，低噪声放大器。论文采用了渐变线和放大芯片ＡＭＭＰ．６２２０来构建中频放大器的设计方案，通过调整渐变线的尺寸，即宽度和长度，来改善放大芯片的增益平坦度。论文对中频放大器进行仿真，仿真结果表明合理的渐变线设计确实能改善放大器的增益平坦度。最后根据仿真设计对放大器进行了ＰＣＢ板设计，经硬件调试后，最终测宽带低噪声放大器的带宽为６ＧＨｚ．１４ＧＨｚ，增益为２０ｄＢ，在６ＧＨｚ到１２ＧＨｚ内，增益平坦度维持在ｌｄＢ以内。关键词：光接收机，相干光，灵敏度，低噪声
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Ｒｅｓｅａｒｃｈｏｎｔｈｅｏｐｔｉｃａｌｒｅｃｅｉｖｅｒ
ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔｏｐｔｉｃａｌｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ
Ａｂｓｔｒａｃｔ
ＴｈｅｃｏｈｅｒｅｎｔｏｐｔｉｃａｌｒｅｃｅｉｖｅｒｄｏｅｓｎｏｔｏｎｌＹｈａｖｅ
ｄｉｓｔａｎｃｅ，ａｇｏｏｄｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ，ａｎｄａａｈｉｇｈｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ，ａｌｏｎｇｒｅｌａｙｃａｐａｃｉｔｙ，ｉｔａｌｓｏｓｕｐｐｏｒｔｓｈｉｇｌｌｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
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独创性（或创新性）声明
本人声明所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究．】二作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中１ｉ包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京邮电大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同二［作的同志对本研究所做的仃何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。
申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担…切相关责任。
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本人签名：望窭二闩期：）仂８‘弓．．ｒ
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第一章绪论
１．１相干光通信系统
１．１．１背景介绍
在七十年代，损耗为２０ｄＢ的光纤问世后，人们最先研制并付以使用的ＩＭ／ＤＤ（ＩｎｔｅｎｓｉｔｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ／ＤｉｒｅｃｔＤｅｔｅｃｔｉｏｎ，强度调ｉｔｉＯ／直接检ｉｔｌ９）方式的光纤通信。由于这种方式具有简单、经济、易于调整等优点，而且也能满足当前要求，所以在七十年代人们忽视了对光纤相干光通信方式的研究。
到了七十年代末期，随着光纤通信的发展，为了得到更大容量、更长距离的光通信系统，人们开始把注意力转到光纤相干光通信方面来。其中，日本Ｔ．Ｋｉｍｕｒａ领导的小组做了开拓性的工作，率先发表了一批理论性和实验性论文【ｌ－３】。八十年代初，他们第一个完成了相干光通信的演示实验【２１．其后，光纤相干光通信的研究日益俱增。
到八九十年代，相干光通信已成为研究的热点。ＡＴ＆Ｔ及Ｂｅｌｌ公司于１９８９和１９９０年在宾州的罗灵一克里克地面站与森伯里枢纽站间先后进行了１．３ｐｍ和１．５５ｐｍ波长的１．７Ｇｂ／ｓＦＳＫ现场无中继相干传输实验，相距３５公里，接收灵敏度达到．４１．５ｄＢｍｌ４１。ＮＴＴ公司于１９９０年在濑户内陆海的大分一尹予和吴站之间进行了２．ＳＧｂｐｂｓ的ＣＰＦＳＫ相干传输实验，总长４３１公里【４】。
已经证明，与ＩＭ／ＤＤ通信方式比较，相干光通信方式的主要优点是灵敏度高、选择性好【５】。它在０．８＂－＇０．９ｐｍ波长范围可提高灵敏度１０＂－＇２０ｄＢｍ，在１．５～１．６Ｉ＿ｔｍ波长范围可提高１０－－－，２５ｄＢｍｌ６Ｊ。由于选择性的提高，可借助频分复用方法增加通信信道，提高光纤传输信息容量也较容易实现。已经证明，如果结合光放大器，这种光纤相干光通信的无中继通信距离可达数千公里之上，显而易见，这对目前的ＩＭ／ＤＤ通信方式来说，实在是一个望尘莫及的指标。
然而由于掺铒光纤放大器（ＥＤＦＡ）和波分复用（ＷＤＭ）技术的出现，使得相干光通信技术的发展缓慢下来１７－８１。在这段时期，光通信系统的灵敏度和信息容量已经不再是研究的热点，长距离通信的商业动力和商业活动都开始急剧减退。然
而，采用ＩＭ／ＤＤ通信方式的ＷＤＭ系统经过十多年的广泛应用和发展后，相干光通信技术将再次复苏的征兆开始出现：在数字通信方面，提高Ｃ．带放大器的放大能力，克服有害的光纤色散效应，增加空间通信的距离和容量成为光通信系统中的重要考虑因素【９】；在模拟通信方面，灵敏度和动态范围是系统的关键参数。而这些系统的重要考虑因素和关键参数都能利用相关光通信得到很大的改善。
在长距离光纤和空间数字传输系统中，异步ＤＰＳＫ和ＤＱＰＳＫ已经使用非常普遍，这标志着采用相位敏感的编码和传输技术将成为一种趋判Ⅻ，而灵敏度和频谱效率是这种趋势的核心。在选择检测方案时还需考虑的因素包括物理层的安全可靠性和网络的自适应性，两者都能得益于相干光通信中采用的幅度，频率和偏振编码技术。相干模拟传输与非相干传输相比，也同样具有很大的优势，其中在动态范围方面最为显著。虽然模拟通信不及数字通信应用广泛，但是模拟传输在很多军事应用上由很重要的作用。
近年来，光器件的研究取得了很大的进步，这也为进一步深入研究相干光通信系统提供了良好的契机。这些进步包括激光器的功率，线宽和噪声，以及光电探测器的带宽，功率容量和共模抑制比都得到了很大的改善【ｌ¨。同时微波电子器件性能的提高和数字处理技术的进步【＿７】也使得比直接检测更具优势的相干检测更容易被采用。目前研究人员已经意识到相干检测在未来通信领域里更具吸引力。尤其是在空间光通信传输方面，相干检测更是引起了人们极大的兴趣，因为空间光通信传输依赖于高功率激光器和高灵敏度接收等技术【ｌ２１。采用相干检测技术的星间光通信的数据流量相当于甚至超过整套微波转发设备的数据流量【Ｉ引。而且，光通信比微波通信能量更集中，使通信更加安全。将单一的光通信系统替代整套的微波转发设备，可使空间通信设备的复杂性大大降低，同时它的重量和能量损耗也会大大减少。
１．１．２相干光通信的主要优点
相干光通信最主要的优点是相干检测能改善接收机的灵敏度。在相干光通信系统中，经相干混合后的输出光电流的大小与信号光功率和本振光功率的乘积成正比。由于本振光功率远大于信号光功率，从而使接收机的灵敏度大大提高。以１．３＂１．６ｐｍ波段为例，ＩＭ／ＤＤ接收机需要约为１０００ｐｈｏｔｏｎｓ／ｂｉｔ以达到ｌ旷的误码率，而相干接收机要达到相同的误码率仅需１０＂－－２０ｐｈｏｔｏｎｓ／ｂｉｔ甚至更少，可以达到接近散粒噪声极限的高性斛１３】，并因此也增加了光信号的传输距离。可见，相干探测的高灵敏度使相干接收机更适合于弱光信号的探测，而直接探测体制仅适宜于较强光信号的探测。接收机的高灵敏度也增加了光信号的传输距离。
相干光通信的另一个主要优点是可以提高接收机的选择性。在直接探测中，２
接收波段较大（－－一１００ｎｍ），为抑制杂散背景光的干扰，探测器前通常需要放置窄带滤光片，但其频带仍然很宽。在相干外差探测中，探测的是信号光和本振光的混频光，因此只有在中频频带内的杂散光才可以进入系统，而其它杂散光所形成的噪声均被中频放大器滤除。可见，外差探测对背景光有着良好的滤波性能。此外，由于相干探测优良的波长选择性，相干接收机可以使频分复用系统的频率间隔达到１００ＭＨｚ，取代传统光复用技术的大频率间隔（２００ＧＨｚ）【１３】，具有以频分复用实现更高传输速率的潜在优势。
在直接检测系统中，只能使用强度调制方式对光波进行调制。而在相干光通信中，除了可以对光波进行幅度调制外，还可以进行频移键控或相移键控，如二进制相移键控、差分相移键控、连续相频键控等，具有多种调制方式，利于灵活的工程应用，虽然这样增加了系统的复杂性和光损耗，但是相对于ＩＭ／ＤＤ只响应光功率的变化，相干探测可探测出光场的振幅、频率、位相携带的所有信息，因此相干探测是一种全息探测技术，这是ＩＭ／ＤＤ体制不具备的。
１．１．３相关光通信的关键技术
相干光通信和ＩＭ］ＤＤ方式相比虽有很多优点，但它也有几个方面的技术难题需要攻克。
１．外光调制技术
由于半导体激光器对光载波的某一参数直接调制时，总会附带对其他参数的寄生振荡，如ＡＳＫ直接调制伴随着相位的变化，而且调制深度也会受到限制。另外，还会遇到频率特性不平坦及张弛振荡等问题，因此，在相干光通信系统中，除ＦＳＫ可以采用直接注入电流进行频率调制外，其他都是采用外光调制。
外光调制是根据某些光电或声光晶体的光波传输特性随电压或声压等外界因素的变化而变化的物理现象而提出的。外光调制器主要包括三种，它们分别是利用光电效应、声光效应和磁光效应制成的调制器［１４】。采用以上外调制器，可以完成对光载波的振幅、频率和相位的调制。目前对外光调制器的研究比较广泛，如利用铌酸锂（ＬｉＮｂ０３）马赫干涉仪或定向耦合式的调制器可实现ＡＳＫ调制，利用量子阱半导体相位外调制器或ＬｉＮｂ０３相位调制器实现ＰＳＫ调制等【１５】。２．稳频技术
在相干光通信中，激光器的频率稳定性是相当重要的。如对于零差检测相干光通信系统来说，若激光器的频率（或波长）随工作条件的不同而发生漂移，就很难保证本振光与接收光信号之间的频率相对稳定性。外差相干光通系统也是如此。因此只有保证光载波振荡器和光本振振荡器的高频率稳定性，才能保证相干光通信系统的正常工作。
激光器的频率稳定主要由三种【ｌ５】：
（１）将激光器的频率稳定在某种原子和分子的谐振频率上；
（２）利用光生伏特效应、锁相环技术、主激光器调频边带的方法实现稳频；（３）利用半导体激光器工作温度的自动控制、注入电流的自动控制等方法实现稳频。
３．频谱压缩技术
在相干光通信中，光源的频谱宽度也是非常重要的。只有保证光波的窄线宽，才能克服半导体激光器量子调幅和调频噪声对接收机灵敏度的影响。而且，其线宽越窄，由相位漂移而出产生的相位噪声越小。
为了满足相干光通信对光源谱宽的要求，通常采取谱宽压缩技术。主要由两种实现方法【１５】：
（１）注入锁模法，即利用一个单模工作的频率稳定、谱线很窄的主激光器的光功率，注入到需要宽度压缩的从激光器，从而使激光器保持和主激光器一致的谱线宽度及稳定性；
（２）外腔反馈法。外腔反馈法是将激光器的输出通过一个外部反射镜和光栅等色散元件反射回腔内，并用外腔的选模特性获得动态单模以及依靠外腔的高Ｑ值压缩谱线宽度。
４．偏振保持技术
在相干光通信中，相干探测要求信号光束与本振光束必须有相同的偏振方向，也就是说，两者的电矢量方向必须相同，才能获得相干接收所能提供的高灵敏度，否则，会使相干探测灵敏度下降。因为在这种情况下，只有信号光波电矢量在本振光波电矢量方上的投影，才真正对混频产生的中频信号电流有贡献。若失配角度超过６００，则接收机的灵敏度几乎得不到任何改善，从而失去相干接收的优越性。因此，为了充分发挥相干接收的优越性，在相干光通信中应采用光波偏振稳定技术。目前，主要有两种方法：一是采用“保偏光纤’’，使光波在传输过程中保持光波的偏振态不变。但保偏光纤与普通单模光纤相比，其损耗较大，价格比较昂贵；二是使用普通单模光纤，在接收端采用偏振分集技术【１６】。５．中频放大技术
在相干光通信中，中频放大的技术也是非常重要的。因为中频信号的频率是本振光与信号光的差频，而通常本振光的频率很高，所以中频放大器是一个宽带高频放大器。又由于它位于接收机的最前端，这就要求它是低噪声的，并且噪声系数越小越好。为了抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求有一定的增益，但为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大。放大器在工作频段内应该是稳定的。同时，它所接收的信号是很微弱的，所以中频放大器４
北京邮电大学硕士学位论文
必定是一个小信号放大器。而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接收信号的同时又可能伴随许多强干扰信号输入，因此要求放大器有足够的线型范围，而且增益最好是可调节的。最后，中频放大器一般通过传输线直接和滤波器相连，放大器的输入端必须和他们很好的匹配，以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并保证滤波器的性能。
除了以上关键技术外，对于本振光和信号光之间产生的相位漂移，在接收端还采用相位分集接收技术以消除相位噪声；为了减小本振光的相对强度噪声对系统的影响，可以采用双路平衡接收技术；零差检测中为了保证本振光与信号光同步而采用的光锁相环技术，以及用于本振频率稳定的ＡＦＣ等。
１．２相干光通信系统中的接收机
光接收机的任务是把发送端通过光纤传来的微弱光信号检测出来，然后放大再生成原来的电信号。对光接收机的基本要求是：应具有较高的灵敏度，以适应长距离通信的要求；应具有较大的动态范围，以适应各种通信距离的要求。光接收机作为光纤通信系统的关键器件之一，其性能直接影响系统的传输距离和误码率等传输指标。
根据检测方式的不同，光接收机大致分为两类：直接检测接收机和相干接收机。因为直接检测光接收机结构简单，成本低，所以得到普遍采用，但是它灵敏度不高，频带利用率低，不能充分发挥光纤通信的优越性。但相干接收机具有灵敏度高，中继距离长，选择性好，通信容量大，具有多种调制方式等众多优点，因此具有良好的应用前景。
相干接收机与直接检测接收机相比，最主要差别是增加了本地振荡光源。相干接收机的组成框图如图１－１所示。本振光与接收的信号光经光耦合器混合在一起，这时信号从光载频（在１．５５９ａ＇ｌ时约为２００１Ｈｚ）下变频到微波载频（通常只有几ＧＨｚ），随后经光检测器探测到信号的中心频率对应于中频名，它是信号光与本振光的频率差。然后中频信号经中频放大器放大后再进行解调，就可以得到基带信号输出。如果信号光与本振光的频率相等，即扉＝ｏ，这种检测称为“零差检测’’。若信号光与本振光的频率不同，即．名≠Ｏ，则称为“外差检测＂。
信信号
图１－１相干接收框图
不过，相干接收机比直接检测接收机更容易受到强度噪声的影响。因为在相５
北京邮电大学硕士学位论文
干接收机中，本振光的相对强度噪声可以对系统产生较大的影响，随着本振光功率的增大，相对强度噪声也增加，信噪比会下降，除非增加信号光功率可以补偿接收机噪声的增加。为降低强度噪声对系统的影响，可采用平衡接收的方法，如图１．２所示。从耦合器输出的两个支路光信号强度相等，相位相反。当两个探测器上的光电流相减时，其中的直流分量被完全消掉，而强度噪声主要与光电流中的直流份量有关，这样强度噪声基本上可以消除。采用平衡相干接收技术的难点在于要选取两只性能几乎完全相同的光电探测器，并且要采用光延时线使两个支路光信号同时到达光电探测器，这样才能保证经两光检测器探测的光电流大小相等，相位相反的前提条件。
信号光．
本振光３ｄＢ信号耦合器—叫光探测器卜Ｊ。
图１－２平衡相干接收处理
１．３论文主要工作
本文的主要研究内容是设计了用于相干接收中处理基带信号的高灵敏度宽带光接收机，对影响平衡相干接收机的性能的因素进行了仿真分析，以及仿真分析并设计了相干接收机中的中频放大器。
本文第二章首先根据高灵敏度宽带光接收机设计要求，讨论了光接收机的设计方案。随后根据设计方案中选取的芯片的电气特性，设计光接收机的原理图。在原理图的指导下设计光接收机的ＰＣＢ板，并分析在光接收机ＰＣＢ设计中需要重点考虑的因素。最后搭建实验平台，对光接收机进行硬件调试，最终由示波器和误码仪测量实验结果。
本文第三章首先研究了相干检测的原理，分析了相干接收机的优越性，并讨论了同步和异步两种相干解调方案。随后对采用异步解调的平衡相干光接收机进行了仿真实验，定性分析了激光器的带宽，本振光功率和调制速率对光接收机性能的影响。然后研究了相干接收机中的中频放大器设计方案，提出采用渐变线来改善放大芯片的增益平坦度的方法。紧接着仿真分析渐变线对放大器性能的影响，验证了通过合理调整渐变线的尺寸，可以显著提高放大芯片的增益平坦度。最后按照仿真结果最优的渐变线尺寸，设计了中频放大器的ＰＣＢ板，最终利用网络分析仪测量实验结果。
本文第四章对论文工作进行了总结并对其中的不足提出了改进意见。６
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第二章高灵敏度宽带光接收机的设计
从图１．１可知，在相干接收机中，当信号光和本振光混频后的中频信号经过
放大和频带转换后，需要对解调出基带信号进行信号处理，恢复出原始信号。为
了深入研究对基带信号的处理，本文设计了应用于此方面的高灵敏度宽带光接收
机。
２．１方案设计
由于要求接收机的速率在１Ｇｂｐｓ－＇－２．７Ｇｂｐｓ的范围内，为了设计这样的宽带
光接收机，选用的组成光接收机的光电探测器（ＰＩＮ），前置放大器（ＴＩＡ，
ＴｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｔｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ），主放大器（ＬＡ，ＬｉｍｉｔｉｎｇＡｍｐｌｉｆｉｅｒ），和时钟恢复
模块（ＣＤＲ，ＣｌｏｃｋＤａｔｅＲｅｃｏｖｅｒｙ）对信号的响应速率必须达到２．７Ｇｐｂｓ。具体来
说，ＰＩＮ要能接收调制速率为２．７Ｇｐｂｓ的光信号，ＴＩＡ，ＬＡ及ＣＤＲ要能对速率
为２．７Ｇｂｐｓ的电信号进行处理；其次，为了使光接收机具有灵敏度高的优越性能，
ＰＩＮ必须要有较高的响应度，ＴＩＡ引入的噪声要尽可能小，而且有一定的动态范
围，ＣＤＲ的时钟抖动也必须小；最后，这些芯片及器件的输入输出电平方式要
能互相匹配，并且最好都采用相同的电源以简化设计。
基于以上考虑，本设计选取由武汉邮电科学研究院（ＷⅪ）生产的ＰＩＮ和
ＴＩＡ集成的光电探测器，型号为ＰＴＣＭ９６５．００２；它能接收最高速率达２．７Ｇ／ｓ光
信号，响应度为Ｏ．８５Ａ／Ｗ，灵敏度有．２３ｄＢｍ，３．３Ｖ单电源供电，ＣＭＬ（差分）
电平输出，输出电平为２７５ｍｖ。同样，本设计还选取ＡｄｖａｎｔａｇｅＤｅｖｉｃｅ（ＡＤ）
公司制造的集成ＬＡ的ＣＤＲ芯片，型号为ＡＤＮ２８１２；它能恢复１２．３Ｍｂ／ｓ到２．７Ｇｂ／ｓ
连续速率信号，超出ＳＯＮＥＴ（ＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＯｐｔｉｃａｌＮｅｔｗｏｒｋ，同步光纤网）对抖动
传递／产生／容限的要求，运放的灵敏度为６ｍｖ，不需要外加参考时钟，提供ＣＭＬ
电平输入输出，３．３Ｖ单电源供电。（以上给出的芯片及器件的指标参数均为典
型值。）因此，光接收机的原理框图设计如下：
Ｉ｜＿——叫厂——７ＬＬ八ｒ竹纠ＰＩＮ－ＴＩＡ目ＬＡ－ＣＤＲＢ罢簋∥Ｌ——一ＪＬ————Ｊ—＋ｃＬＫ－ＮＮ广———］ｐ广————．ｒ—啼ＤＡＴ√Ｕ
图２－１接收机设计原理框图７
之所以选择集成ＴＩＡ的ＰＩＮ型光电探测器和集成ＬＡ的ＣＤＲ芯片，一是可
以简化设计，再则是能使光接收机各组成部分的兼容性更好，引入的噪声更小。
这样，通过对选取芯片及器件的精心设计，所研制成的光接收机能对
１Ｇｂｐｓ．２．７Ｇｂｐｓ光信号进行光电转换，并将电信号放大，最终恢复出原始信号。
而且该光接收机的灵敏度的极限值能达到．２３ｄＢｍ。整个光接收机采用单一电源
３．３Ｖ，器件及芯片之间采用ＣＭＬ电平输入输出方式，不需要任何电平转换。
２．２原理图及ＰＣＢ设计
２，２．’原理图设计
图２—２光接收机原理图
光接收机的原理图设计如上图所示。原理图设计主要分为两个部分，一个是
针对ＰＩＮ．ＴＩＡ的设计，一个是针对ＬＡ．ＣＤＲ的设计。由于ＰＩＮ－ＴＩＡ特别容易受
到外界噪声的影响，因此在对它的原理图的设计过程中，给予它单独的“干净＂
的地平面，使它与其他地平面分离开来，而仅通过磁珠相连。由于ＰＩＮ需要一个
５Ｖ的反偏电压，所以采用了变压芯片ＬＭｌ０８５，它能将５Ｖ电压转换为３．３Ｖ电
压，只要将它的输入管脚接５Ｖ电源，输出管脚即为３．３Ｖ电压，这样只使用了
一个电源就能满足ＰＩＮ所需的５Ｖ反偏电压，又能满足芯片其他所有电源管脚所需的３．３Ｖ电压。原理图为ＬＡ．ＣＤＲ芯片的输出端设计了并联端接电路，以便与
光接收机的输出接口更好的匹配。此外还为ＬＡ—ＣＤＲ设计了ＬＯＳ（ＬｏｓｓｏｆＳｉｇｎａｌ）
电路。ＬＯＳ电路是当输入信号幅度低于某－－ｆ－ｊ限值发出警报（亮起红灯）的电
路，它既可以帮助排除电路故障，又能防止输出信号产生啁啾。原理图对整个电
路板的电源管脚都进行了高低频滤波处理。
２．２．２ＰＣＢ设计
高速信号有着更短的跳变时间，跳变时间越短意味着在高频范围包含的能量
越多。因此，高速器件和信号将辐射出更多的能量以至于产生更多的高频噪声。
所以，在高速系统中噪声的产生是考虑的主要方面。文中需要设计的光接收机具
有高速率，高灵敏度的特点，因此电路板设计是否恰当对噪声影响很大。高速信
号相应的高速边沿速率会导致振铃，反射和串扰。如果不加以抑制，这种噪声能
够严重得降低接收机的性能。所以除了合理的电路设计和高速元件选择外，运用
高速板设计技术对光接收机及其接口电路进行仔细的设计同样是接收机制作成
功和接收机能否正常工作的关键环节。
为了使接收机成功实现其性能指标，在高速板设计时应该从以下几个方面考
虑。
１．电源分配网络
高速板设计中最重要的考虑就是电源分配网络。为了得到低噪声电路，电源
分配网络必须是低噪声的。同时，电源分配网络必须为板上产生和接收的所有信
号提高返回路径。
（１）作为功率源的电源分配网络
电源分配网络的目的是将电源准确地传送到板上每个器件的电源管脚，无论
它和电源入口处相对位置如何，设计的目标就是尽可能地减少电源分配网路的阻
抗。电源分配网络对系统噪声影响很大。可以利用电源总线网或是电源平面把电
源分配到整个电路板上。
考虑到设计的光接收机要具备宽带、高速的特点，因而在ＰＣＢ设计中采用
了多层电路板设计，利用电源平面来分配电源。设计的ＰＣＢ板一共有四层，如
图２．３所示。线路层是Ｔｏｐ和ｂｏｔｔｏｍ，地层是ＧＮＤ，电源层是Ｖｃｃ（３．３Ｖ）。在
进行ＰＣＢ设计时，分别将诸器件的电源和地管脚连接到电源层和底层。由于电
源平面遍及了ＰＣＢ板的全面积，它的直流电阻非常小。在电源平面上保持了Ｖｃｃ，
并把它均匀的分配到各个器件上。电源平面也提高了一个近似无限的电流库，提
高了防止噪声以及屏蔽电路上逻辑信号的能力。在电源平面上，电流通路没有受
到限制，噪声电流被扩散开。电源平面的这种低阻抗特性使得电源平面比电源总
线平稳得多。９
Ｔｏｐ
ＧＮＤ
Ｖｃｃ
Ｂｏｔｔｏｍ
图２－３ＰＣＢ板分层结构
由于ＰＩＮ光电二极管还需要一个５Ｖ的反偏电压Ｖｐｄ，于是采用了电源总线
网分配电源Ｖｐｄ，将电源电压Ｖｐｄ和地Ｇｒｏｕｎｄ连接到ＰＩＮ．ＴＩＡ上。Ｇｒｏｕｎｄ是
为ＰＩＮ．ＴＩＡ单独划分的地层，以隔离外界对噪声敏感的ＰＩＮ．ＴＩＡ的影响。电源
总线网分配电源是一种价格便宜的馈电方法，它的走线应尽可能的宽，但是受到
电路板密度的限制，最好只在不需要均匀分配电源的应用场合使用。
（２）线路噪声滤波
电源层本身并不能消除线路噪声，除了电源分配设计外，专门的滤波是需要
的。在光接收机及其应用板上这是由旁路电容器来完成的。
在紧靠电源线进入电路板的位置安放一个０．１廿到１０心的电解电容器，它
不仅滤除来自电源的低频噪声，而且当电路中许多输出开关同时动作时，还可提
供额外的瞬态电流。
ＰＣＢ板上的元件还会在线路中添加高频噪声，为了在器件处滤除高频噪声，
应尽可能靠近每对电源和地安装一个ｌｎＦ到０．０１肛去耦电容器。
实际电容器由于本身的结构和所使用的绝缘材料不同，有着不同的等效串联
电感（ＥＣＬ），为了达到高频滤波的目的，必须使用低ＥＣＬ的电容器。在实际设计
中，对于光接收机这样的高速高密度小型电路板，通常采用陶瓷贴片电容器。
任一电容器都有一个有限的有效频率工作范围，因为电路板上同时存在高、
低频噪声，所以希望扩展这个工作范围。当将一个大电容值，低ＥＣＬ电容器和一
个小电容值，非常低的ＥＣＬ的电容器并联是，就能够做到这一点。这样可以显
著地扩展有效滤波频率范围。
因此对光接收机进行ＰＣＢ板设计时，在所有芯片及器件的电源管脚附近都
采用０．１心和１ＩｌＦ的陶瓷贴片电容对电源的高低频噪声进行滤波。
（３）作为信号返回路径的电源分配网络
电流回路是每个设计中不可避免的部分。电源分配网络不仅为系统提供电
源，还为系统中的所有信号提供返回路径，这样电源分配系统就可以消除许多高
速噪声问题。
在高速设计中，考虑得最多的是信号跳变沿产生的能量。每当信号跳变时，
会产生交流，此交流需要一个封闭的回路。即如图２－４（ａ）和（ｂ）所示，返回路径需
要由地或电源提供的完整的回路，这个回路能够由图２似ｃ）来表示。１０
ＡＣＧＮＤＡＣＧＮＤ
（ａ）彻
图２－４电流回路（ｃ）
每一电流回路皆含有电感，可以被认为是单匝线圈组。它们会加重振铃、串
扰和辐射。电流回路电感以及相联系的问题随着回路尺寸的加大而增加，因此较
小电流回路的尺寸可以减小这一问题。电源平面未给电流流动施加自然限制，这
样，返回信号能够沿着最靠近信号线的最小阻抗路径流动，这样可得到最小可能
的电流回路。这也是设计中采用电源平面的重要原因之一。
虽然电源平面比电源总线优越，但如果设计不当，这种优越性可能失效。尤
其是当返回信号自然路径断裂时，会迫使返回信号沿着断裂边沿流动，导致回路
尺寸加大。因此，在对ＰＩＮ．ＴＩＡ分割单独的地层时就注意了这一点。
２．传输线及其端接
通常当信号的传输延迟ｔ大于原始信号的跳变沿昧四分之一时，由于反射
和辐射的原因，会引起信号明显退化。为了减小这种退化，就应当将信号线当传
输线处理。并且，在传输线终点处需用匹配阻抗端接。不正确的端接传输线会导
致反射，使信号失真，在线路负载处的信号会产生振铃，从而损坏系统的性能、ｏ
（１）信号传输线设计
事实上，对于光接收机这样的高速的装置，板上的所有高速信号线都作传输
线处理。前置放大器和主放大器之间的信号线需使用可控阻抗传输线，这时用特
性阻抗端接信号线是很重要的。它可以防止反射信号进入前置放大器的输出。光
接收机和其应用板上接收器间的端口电路信号线也应同样处理。
可控信号传输线有两种：带状线和微带线。带状线虽然抗噪声能力强，但是
比较隐蔽，不容易利用，所以在设计中采用了微带线。由ＰＩＮ－ＴＩＡ和ＬＡ．ＣＤＲ
的电气参数可知，高速信号管脚的输入或输出阻抗均为５０ｆｌ，这就要求信号传输
线的特性阻抗也应为５０ｆｌ才能与其匹配，从而减少反射，使能量利用效率最大，
产生的噪声最小。由于ＰＩＮ．ＴＩＡ和ＬＡ．ＣＤＲ的输出信号线均采用了差分线结构，
所以它的差分阻抗应为１００（１。差分线的结构示意图如图２．５所示，ｈ是微带线与
地层之间的距离，Ｗ是微带线的宽度，ｓ是差分线之间距离，ｄ是差分线与旁边
地之间的距离，ｔ是铜的厚度。设计中采用了高速Ｒｏｇｅｒｓ４００３板材，介电常数为
３．３８，所以当ｈ＝８ｍｉｌ，ｗ＝１０．５ｍｉｌ，Ｗｌ＝１１．５ｍｉｌ，ｔ＝２ｍｉｌ，ｄ＝４．５ｍｉｌ，ｓ＝９ｍｉｌ，Ｅｒ＝３．３８时，
由阻抗计算软件计算得差分线的阻抗为９７．３３ｆｌ，误差在１０％以内，实现了传输线特性阻抗匹配的要求。
烈
ｒ—－、Ｊ－＾
『睁Ｓ●●ｄ
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ＷＩ１Ｊ
图２－５差分线结构
（２）信号传输线的正确端接
走线阻抗（Ｚｏ）必须等于源阻抗（磊）或负载阻抗（乙）。阻抗失配会引起信号
在走线上来回反射，会在负载处造成电平上下摆动的振铃电压。
因此，必须采用一种技术来消除、至少减少这种反射。“端接＂运用于沿着
传输线端接一个传输信号到线路的特性阻抗。通常，负载的输入阻抗一般很高，
输出驱动器阻抗很低。因此，有两种端接方法：较小Ｚ。．到Ｚ０来消除负载反射，
这时通过并联端来实现的；或增加磊到磊来消除源端的第二次反射，这是通过
串联端接来实现的。
Ｖｃｅ
回每｝悃
【ｊＮｌ，
（ａ）并联端接
图２－６传输线的端接（ｂ）串联端接
在本设计中数据信号和时钟信号的输出电路中应用了戴维南并联端接电路，
如图３－４（ａ）所示，两电阻形成了一个戴维南电压分配器。戴维南电路被端接到特
性阻抗为Ｚｏ＝５０ｆ２，即电阻局和是的并联等于Ｚｏ。考虑差分线的特性阻抗存在
一定的误差，令Ｒ＝１６９ｆｌ，咫＝１００Ｑ。
３．串扰
串扰是平行走线问信号的有害耦合。串扰分两种：容性串扰和感性串扰。容
性串扰是指信号线间信号的容性耦合，当信号间距离彼此太近时就会发生。感性
串扰是指不希望有的互感器主次线圈间的信号耦合，互感器的线圈即为板上的电
流环。设计中采用了以下几种方法减小串扰：
（１）因为感性和容性串扰随着负载阻抗的增加而增加，所以，所有对串扰敏感的
线路应该以线路阻抗值端接。在光接收机的信号输出电路就采用了将１６９ｆ２
和风＝１００并联端接的措施，这样既减少了输出端的反射，又有利于减少串
扰。
（２）图２．７示出了走线间隔和走线高度对走线耦合感应的影响，可以看出保持信
号线间足够的间隔可以减少信号线间能量容性耦合。同时走线高度限制在高１２
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于地线平面１０ｒａｉｌ以内，也会显著减少串扰。因此本设计中，微带线的走线
高度为８ｒａｉｌ，就是出于这种考虑。
乏缱栩曩
图２－７走线间隔和走线高度对走线问耦合的影响旧
（３）为了减小感性串扰，电流环路尺寸尽可能减小。同时，避免不同信号返回线
共用一个共同的路径。
４．元件布局和布线规则
如果对印制板的设计遵从元件布局和布线的规则，可进一步加强对印制电路
板的控制。信号质量将得到明显改进。
（１）元件布局
对于光接收机这样的高速高密度小型电路板，设计中都采用了小型贴片式元
器件，并且元件开始的放置也经过非常仔细的考虑：
ａ．在光接收机印刷电路板的设计中，ＰＩＮ－ＴＩＡ和ＬＡ－ＣＤＲ尽可能靠近，电源接
口要尽可能远离ＰＩＮ－ＴＩＡ，这样可以减小外界噪声对ＰＩＮ－ＴＩＡ的影响。
ｂ．光接收机的信号输出电路的并联端接电阻应尽可能靠近输出管脚。
Ｃ．所有滤波电容器应放置在尽可能靠近芯片的电源管脚，使滤波效果更有效。
（２）布线规则
ａ．光接收机的输出有两对差分信号线：数据信号和时钟信号。要保持着两对差
分信号线尽量等长，以使两个信号同时达到输入端，路径长度的差异将直接
导致信号变形。同时，差分信号线对应该相互平行并且尽可能长的相互靠近，
这样，噪声将同时耦合到两条路径上成为共模噪声。当用戴维南端接时，应
该将两条差分信号的电源和地分别相互紧靠，以使两条线上由电源和地引入
的噪声是共模的。对于差分输入来说，共模噪声是被忽略的。
ｂ．避免信号路径的不连续。不连续点就是信号阻抗突变的地方，它们会引起反
射。不连续点发生在路径突然转弯处和板上的过孔处。在路径的转弯处，路
径的横截面增加，如图２－８所示，特性阻抗Ｚ０会下降。为使转弯处路径宽度
不变，设计中都采用了４５。角的圆弧线。过孔将信号从板的一面送到另一面，
板层间金属的这种垂直连接阻抗不能被控制，因此也会导致阻抗的不连续
性。所以，在设计中将高速信号线安排在同一面，可以以减少过孔，从而减１３
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小阻抗的不连续性。
』型
（ａ）（ｂ）
图２－８路径转弯处
ｃ．为了防止短路和减小串扰，在过孔、路径、焊盘问留出至少１０ｍｉｌ的间隙。
使器件和地的连接线尽可能短以减小电感。用来连接电源和地平面的器件的
管脚的过孔直径大于１０ｒａｉｌ，过孔不采用散热性结构以减小电感。
在考虑以上影响光接收机印制板性能的关键因素后，将２．５Ｇｐｂｓ光接收机印
制板尺寸和板材设计为如图２－９所示，其中ｈｌ＝８ｍｉｌ，ｈ＝３８．７４ｍｉｌ，ｗ＝１０ｍｉｌ，ｔ＝２ｍｉｌ，
￡尸３．３８．￡Ｆ４．２。
ＣｒＲｏｇｅｒｓ４００３
￡ｆＦＲ－４
ｅｒＲｏｇｅｒｓ４００３珥ｒ五
图２－９印制电路板设计参数
２．３硬件调试及测试结果
２．３．１硬件调试
在合理的电路设计和高速元件选择的基础上，根据前面的分析，通过应用高
速板设计技术对电路板进行精心的设计，再经过仔细的焊接和调试，使光接收机
的性能达到最佳。调试过程如下：
（１）对ＰＣＢ板进行检测，主要是电源与地之间是否短路，主要器件供电管脚、
接地管脚连接是否正确。
（２）焊接除光探测器以外的电路，焊接完毕之后先对电源和地进行测量，确保没
有短路现象。
（３）上电测试放大器等的直流电位是否正确。
（４）焊接光探测器，因光探测器的各管脚距离比较近，要确保焊接没有短路。
１４
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（５）上电测试光探测器在无输入光状态下的管脚输出电平，确保光探测器未被损
坏。
（６）接入直流光信号，用高速差分示波器测试接收波形。
（７）调节光信号的功率以及调制频率调试接收机的性能。
２．３．２测试结果
（１）首先调制光源信号，使发送端产生的光信号速率为２．５Ｇｂｐｓ，并且效果尽量
好。实验框图如２．１０所示。激光器输出波长为１５５０ｎｍ的连续光信号，并注入铌酸锂调制器中。信号发生器产生特定速率的电码型信号去驱动铌酸锂调制器，实现对连续光信号的调制。调制后的光信号，再由光衰减器衰减，通过示波器观察。为了排除光源对实验结果的影响，可以调节偏振控制器和铌酸锂调制器驱动电路的增益和偏置点，使输出的调制光信号效果最佳。图２．１１就是由示波器观察到的调制速率为２．５Ｇｂｐｓ的光信号。
图２－１０调制信号的产生框图
黧丕裁０甏￡瓣≥．２蠹嚣：；魏缀：鬻§篆纛纛罴§戮＋ｊ善意。
图２－１１２．５Ｇｐｂｓ信号光源
（２）经光接收机接收２．５Ｇｂｐｓ光信号，输出时钟信号如图２．１２（ａ）所示，从示
波器图中可以读出时钟的半周期的平均值ｍｅａｎ＝２１６．２ｐｓ，最小值ｍｉｎｉｍｕｍ＝１９９ｐｓ，最大值ｍａｘｉｍ＝２３０ｐｓ，标准方差ｓｔｄｄｅｖ＝６．８ｐｓ。可见时钟抖动很小。输出的数据信号如图２．１２（ｂ）所示，从眼图可以看出下降沿比上升沿要陡，不过总体来说，眼图还是比较清晰的。
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（ａ）时钟信号（ｂ）数据信号
图２－１２光接收机输出的２．５Ｇｂｐｓ信号
（３）调节信号光的调制速率，测得光接收机能接收从１Ｇｐｂｓ到２．７Ｇｐｂｓ的光信号。
图２．１３（ａ）是由光接收机输出１．２５Ｇｐｂｓ数据信号，可以看出它的周期是恢复出的２．５Ｇｂｐｓ信号的一倍，眼图效果比２．５Ｇｂｐｓ信号要好很多。图２．１３（ｂ）是光接收机输出的２．７Ｇｐｂｓ信号，眼图不如２．５Ｇｂｐｓ信号好。
（ａ）１．２５ＧｂｐＳ信号（ｂ）２．７Ｇｂｐｓ信号
图２－１３光接收机输出其他速率信号
（４）通过误码仪可以测得光接收机在某一速率下的误码率，从而可以测得在给定
误码率下的最低接收光功率，即灵敏度。实验框图如２．１４所示，调制光信号经光衰减器和消光比５０／５０的耦合器分成两路，一路接光功率计，另一路由光接收机接收，再由误码仪测量误码率。通过调节光衰减器，可以测得在不同接收光功率下的误码率，光功率可以由功率计读出。图２．１５是在不同调制速率下，由测得的不同接收光功率的误码率绘制而成的误码率曲线。在ＢＥＲ＝１０母时，接收１．２５Ｇｐｂｓ，２Ｇｐｂｓ，２．５Ｇｐｂｓ，２．７Ｇｐｂｓ光信号的灵敏度为．２４．８ｄＢｍ，．２３．５ｄＢｍ，．２２．７ｄＢｍ，．２１．７ｄＢｍ。可以看出，光接收机的灵敏度随频率增加而降低，这是因为这是因为频谱噪声密度是一定的，调制频率越高，频谱越宽，噪声越大，从而导致灵敏度降低。光接收机在２．５Ｇｐｂｓ调制速率时的灵敏度时．２２．７ｄＢｍ，而根据对ＰＩＮ．ＴＩＡ的性能指标分析，光接收机的极限灵敏度可达．２３ｄＢ，这Ｏ．３ｄＢ损耗主要由高频信号传输中的电磁辐射，以及接口的插入损耗造成的，是正常损耗。
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信号发生器
激光器Ｈ调制器Ｈ光衰减器５０／５０光功率计
耦合器光接收机Ｈ误码仪
图２－１４误码率测量框图
盯
正山ｍ—鱼
“
曲”；
．２４０。－２５，４．２５．２Ｒ嘲・Ｐｏｗｅｒ（ｄＢｍ）－２２．８－Ｚ１鼻
图２－１５误码率测量
１７
第三章
３．１相干检测相干光通信系统中接收机的研究
图３－１给出了相干检测系统的框图，来自光波系统的信号光与另一个本振的窄谱线激光器发出的光波混合，然后一起投射到光电检测器相干混频，混频后的差频信号经后接的电信号处理系统处理后进行判决，最后恢复处原始信号。
光信出信号
图３－１相干光检测系统框图
由相干检测理论可知【１８】，光生电流为
ｍ）＝即＝Ｒ（只＋置）＋２Ｒ√丽ｃｏｓ（％Ｈ矽。一≯Ｌ）（３—１）
式中Ｒ为光检测器的响应度，￡和置，≯。和≯Ｌ分别为信号与本振的光功率和相位，％为中频。通常置》只，因而只＋丘≈置为常数。传输信息包含在上式第二项中，零差检测时％＝ｏ，当≯。＝≯Ｌ，零差电流为Ｉｓ（ｔ）＝２Ｒ厕一（３—２）上式与直接检测信号电流毛Ｄ＝ＲＰ。（ｔ）相比，信号电流提高了４４ＰＬ／￡倍，由于４异／只》１所以零差可使信噪比提高许多倍。
外差检测时，ｃｏＩＦ＃ｏ，这时含有信息的外差电流为
‘（ｆ）＝２Ｒ４Ｐ。（ｔ）ＰＬｅｏｓ（ｃｏｎ＝ｔ＋≯。一≯Ｌ）
交变特性，平均信号功率降低了一半。因此信噪比比零差检测降低了３ｄＢ。（３－３）可见外差检测也放大了接收信号，提高了信噪比。然而由于外差检测电流的
从式（３－２）和（３－３）看出，不管是零差检测还是外差检测，它们的检测电流不仅与被测信号强度和功率有关，还与光载波的相位或频率有关。因此在相干光通信中，不仅可以通过光信号的强度来传递信息，还可以通过调制光载波的相位和频率来传递信息。而在直接检测中，所有有关信号相位和频率的信息都丢失了。
零差检测与外差检测相比，具有灵敏度高的优点，但是它对相位的敏感性极高，这无疑加大了相干接收机设计的难度。而外差检测虽然灵敏度较零差检测低了３ｄＢ，但获得回报是使接收机的设计相对简单。因此在实际的相干光通信系统中普遍采用外差检测。因而下面着重对基于外差检测的相干接收进行分析。本文中采用的外差方案如下：
通过外差检测得到的电信号为微波中频信号，需要解调至基带。光信号的解调可采用同步或异步方案。
光信号耦合器Ｈ光检测器带通
滤波器
查堑堂塑ｌＬ｛垫鎏堡望
图３－２外差同步接收机框图
图３－２展示了外差同步接收机的框图，光检测器产生的电流经中心频率为中频为中频ｔＯⅢ的带通滤波（ＢＰＦ），不考虑噪声时滤波器的输出电流为
Ｉｆ（ｔ）＝ｊＩＰｃｏｓ（ｔｏⅢ一≯）（３－４）
式中，‘由式（３—２）给出，≯为本振与信号光间的相位差。考虑噪声时，利用高斯噪声的同相和异相正交分量，滤波器的输出电流为
Ｉｆ（ｔ）＝（昂ｃｏｓ≯＋ｉ。）ｃｏｓ（ｒｏ皿ｆ）＋（昂ｓｉｎ＃＋／Ｄｓｉｎ（ｒｏ衅ｔ）（３－５）
式中‘和ｆＪ为零均值的高斯随机变量。对同步解调，将Ｉｆ（ｔ）乘以ｃ０Ｓ（缈匹ｆ），并通过低通滤波器（ＬＰＦ）滤波，可得基带信号为
毛＝ｃｏｓ≯＋ｆｃ）（３－６）
同步解调要求恢复中频微波载波，因而需要采用锁相环。
光信出信号
图３－３外差异步接收机．框图
图３—３展示了外差异步接收机的框图，该接收机不要求恢复中频微波载波，它用一只后接低通滤波（ＬＰＦ）的包络检波器将滤波信号Ｉｆ（ｔ）转换到基带，结构设计简单。判决电路接收到的信号正是厶＝Ｉ‘Ｉ，‘由式（３—４）给出，于是
厶＝ｌ‘ｌ＝【（如ｃｏｓ矽＋之）２＋（‘ｓｉｎ≯＋‘）２】“２（３—７）
外差异步接收机与外差同步接收机相比，主要差别是接收噪声的同相和异相正交分量都影响信号，因而ＳＮＲ和灵敏度降低了，但降低不多，约０．５ｄＢ。异步解调对光送机和本振光源线宽的要求不很严格，因此在相干光通行系统中，异步外差接收机是一种实用的方案。
３．２相干接收机仿真１９
为了深入研究相干接收机比直接检测接收机灵敏度高的优良特性，以及影响相干接收机性能的因素，本文对相干接收机进行了仿真设计。
文中对采用了异步解调方案的平衡外差相干光接收机进行了仿真，方框图如图３－４所示。在发送端采用了ＮＲＺ码调制格式。
图３－４仿真框图
１．激光器线宽
令调制速率为２．５Ｇｂｐｓ；光源激光器的频率为１９３．１ＴＨｚ，功率为０ｄＢ：本振激光器的频率为１９３．１１ＴＨｚ，功率为５ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；接收光功率为－４５．４ｄＢ；由此知中频为１０ＧＨｚ。在不改变其他参量的条件下，只改变光源激光器的线宽，使其从０．０５ＭＨｚ到５ＭＨｚ连续变化，分析光源激光器的线宽对平衡相干光接收机的灵敏度的影响。仿真结果由图３．５所示。可以看出光源激光器的线宽越窄，光接收机的Ｑ值越大，即接收机的灵敏度越高；光源激光器的线宽越宽，光接收机的Ｑ值越小，即接收机的灵敏度越低。这是因为如果光源激光器的线宽太宽，会引入大量的相位噪声，从而导致接收机的灵敏度下降，失去相干光接收机的优越性。因而也可知，相干接收机对激光器线宽的要求是十分严格的。
图３—５激光器的线宽对灵敏度的影响
２．本振光功率
令调制速率为２．５Ｇｂｐｓ，光源激光器的频率为１９３．１ＴＨｚ，功率为０ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；本振激光器的频率为１９３．１ｌＴＨｚ，线宽为０．５ＭＨｚ：接收光功率为－４５．４ｄＢ：在不改变其他条件下，只调整本振光功率的大小，使其从０ｄＢ到１０ｄＢ连续变化，分析本振功率平衡相干光接收机的灵敏度的影响。仿真结果如图３—６
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所示。从图中可以看出，本振光功率越大，光接收机的Ｑ值越大，即接收机的灵敏度越高；本振光功率越小，光接收机的Ｑ值越小，即接收机的灵敏度越低。这是因为本振光功率的增大，会使光检测器测到的功率也随之增大，从而提高光接收机灵敏度。这也是相干光接收机的优越性之一。但是接收机的灵敏度不会随本振光功率的增大而无限增大，因为在加大本振光功率的同时，也加大了强度噪声。
口
图３－６本振光功率对灵敏度的影响
３．调制速率
令光源激光器的频率为１９３．１ＴＨｚ，功率为０ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；本振
激光器的功率为５ｄＢ，线宽为０．５ＭＨｚ；在不改变其他条件下，令调制速率分别为２．５Ｇｂｐｓ、５Ｇｂｐｓ、１０Ｇｂｐｓ，本振激光器的频率相应分别为１９３．１ｌＴＨｚ，１９３．１２，１９３．１４ＴＨｚ，改变接收光功率的大小，分析调制速率对激光器灵敏度的影响。仿真结果如图３．７所示。可以看出当调制速率为２．５Ｇｂｐｓ、５Ｇｂｐｓ、１０Ｇｂｐｓ时，相干接收机的灵敏度分别为－４５．５ｄＢｍ，－４３ｄＢｍ，－．４０ｄＢｍ；可见调制速率越高，相干接收机的灵敏度越小。这是因为频谱噪声密度是一定的，调制速率越高，
接收光功率（ｄＢｍ）
图３－７调制速率对灵敏度的影响２ｌ
３．３低噪放大器的设计
从图Ｉ－Ｉ相干接收框图中看到，相干检测产生的光电流需要经过中频放大，因为通常接收到的信号光是微弱的，通过光电转换的光电流也是微弱的，所以需要经过放大然后再进行信号处理。因而，用于中频放大的放大器是首先要有一定增益的，但增益不能过大，以免发生线性失真；又因为该放大器位于接收机的最前端，接收机的噪声主要取决于第一级放大，所以它必须是低噪声的；又因为在相干接收机中引入了本振光，本振光的频率通常很高，于是信号光和本振光混合后，得到的中频频率也很高，所以该放大器还是高频宽带放大器。根据以上分析，用于中频放大的是一个小信号，低噪声，高频宽带放大器。
３．３．１宽带低噪声放大器的性能指标分析
１．工作频率与带宽
放大器所能允许的工作频率与晶体管的特征频率．疗有关，由晶体管小信号模型可知，减小偏置电流的结果是晶体管的特征频率降低。在集成电路中，增大晶体管的面积使极间电容增加也降低了特性频率。
放大器的带宽不仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围，而且还要求全频带内噪声要满足要求。低噪声放大器是频带放大器，它的带宽由负载决定。Ｕ、『Ａ的负载一般有两种形式【１７１，一是采用调谐的ＬＣ回路作负载，并将下级混频器的输入电容并入回路电容，构成频带放大，既可选频也可提高增益；二是ＬＮＡ后面接集中选频滤波器，则ＬＮＡ可以做成宽带的，选频功能由滤波器完成。２．噪声系数
噪声系数是指放大器的输入信噪比和输出信噪比的比值。噪声系数的物理含义是：信号通过放大器之后，由于放大器产生噪声，使信噪比变坏；信噪比下降的倍数就是噪声系数。
根据噪声级联公式有【１刀：
Ｆｎ：Ｅ＋坠＋盟＋Ｋ“。（３—８）
ＧｌＧＩＧ２
式中，Ｆｎ为ｎ级放大器的噪声系数，Ｇｎ为第ｎ级放大器的增益。第一级放大器的噪声性能对整个放大器的性能起决定性的作用，因此第一级放大器必须实现在宽频带内的噪声匹配。
３．增益对于低噪声放大器的增益设计要适中，因为增益太大会使信号中的噪声部分
也随之增大。但为了抑制后面各级的噪声对系统的影响，其增益又不能太小。放大器的增益与管子的跨导有关，还与负载有关。低噪声放大器大都是按照噪声最佳匹配进行设计的。噪声最佳匹配点并非最大增益点，以此增益Ｇ要下降。噪声最佳匹配情况下的增益成为相关增益。通常，相关增益比最大增益大约低２－４ｄＢ。增益平坦度是指功率最大增益与最小增益之差，它用来描述工作频带内功率增益的起伏，常用最高增益与最小增益之差，即ＡＧ（ｄａ）表示。
４．输入阻抗匹配
输入匹配电路一般分为最大增益匹配和最小噪声匹配两种，低噪声放大器一般采用最小噪声匹配的输入匹配方式。放大器输入匹配电路的首要任务，是把为信源实数阻抗（即５０Ｑ源阻抗）变换成管子最佳噪声源阻抗Ｚｏｐｔ，从而使得放大器获得最佳噪声。输入匹配电路在达到最佳噪声匹配时，放大器的输入阻抗一般不会与信号源阻抗匹配，因此此时功率放大倍数不是最大的。在设计低噪声放大器时，首要考虑的因素是噪声要尽可能的低，其次才是增益问题，因此牺牲一点增益来换取噪声系数的降低是必要的。
５．输出匹配电路
输出匹配电路的基本任务就是把微波晶体管的复数输出阻抗匹配到负载实数阻抗５０ｆｌ，以达到最佳增益，属于最佳增益匹配。输出匹配电路要解决的目标有以下几点。
（１）提高增益。当输出电路与微波管达到共轭匹配的时候，功率增益最高。（２）改善放大器的增益平坦度。本文利用渐变线来改善放大器的增益平坦度。
（３）满足放大器输出驻波比。可以通过在漏极输出端串连了一个小电阻，以提高ｌ
稳定性【１９】。由于电阻串连在末级电路上，所以它对噪声影响很小。
本文的设计中，所有匹配电路都用微带线和渐变线实现的。
３．３．２渐变线
如果在特性阻抗不同的两端传输线之间插入特性阻抗连续变化的过渡传输线段，则这种变换器称之为连续式或渐变式阻抗变换器。图３－８是渐变线的示意图，以及说明有无限多个小“台阶”所组成的变换器的演变过程示意图。首先求带有“台阶＂的变换器的反射系数，而后令每个“台阶＂的长度无限减小、“台阶”的数目无限增加，那就么在无限的情况下求出的反射系数，就是渐变式阻抗变换器的反射系数。设过渡段的总长度为，，过渡段的始端（左端）所接传输线的特性阻抗为ｚ（０），终端（右端）所接传输线的特性阻抗为ｚ，。
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（ａ）连续式阻抗变换器；（ｂ）演变过程示意图
图３－８渐变式阻抗变换器
过渡段始端的总反射系数ｒ伽为【２０１
Ｆｉｎ＝互Ｉｆｅ－ｊ２ｐｘｈｚ（列出（３－９）
这就是渐变式阻抗变换器反射系数的一般表达式。
如果渐变线的特性阻抗沿轴线按指数变化，称之为指数渐变线。它的表
达式由下式给出：
Ｚ（ｘ）＝Ｚ（Ｏ）ｅ舡（３—１０）
或ｌｎＺ（ｘ）＝Ｉｎｚ（ｏ）＋ｋｘ（３—１１）式中，ｚ（ｏ）是始端特性阻抗，ｋ是表示变化规律的常数。它由下式确定：当工＝，时，有式（３－１１）知
肼：ｌＩｌ盟：ｌＩｌＲ（３－１２）
Ｚ（Ｏ）
则疗＝一．１ｎ尺（３－１３）
，
将ｋ代入式（１１）知
ｈｚ（工）＝坐ｌ他ｚ（ｏ）（３－１４）
ｚ（，）为指数渐变线末端阻抗，Ｒ为阻抗变换比。将式（３—１５）代入到式（３—９）得
。三ｈＲ警Ｐ－ｊ∥（３－１６）
取ｒ加的模，即
ｈ—Ｉ＝三ｈ尺警叱警∽∽
其中，ＦＲ１，ｌｎＲ
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ｌＬＩ
Ｌ
ｒ＿
０Ｚ／２五３兄／２２五５Ａ／２３／Ｉ，
图３－９指数线的频率响应曲线
图３．９是根据式（３．１７）画出的Ｉｒｆ万ｌ随∥，或，变化的曲线，称之为频率响应曲线。从图可知，它呈波纹状。ｒｍ是在通频带内允许的反射系数模的最大值，从图中还可看出：调整渐变线的长度，和宽度，即阻抗变换比，可以改变渐变线的反射系数，实现阻抗匹配；当给定了，时，如能在频带下限使Ｉｒ抽ｌ满足要求，那么频带的上限也一定能满足要求，即是说，这种变换器是一个高通滤波器。
３．３．３宽带低噪声放大器仿真设计
１．设计目标
本文要设计一个带宽在６ＧＨｚ－１６ＧＨｚ范围内，噪声系数在３ｄＢ以下，增益在２０ｄＢ左右的宽带低噪声放大器。
２．设计方案
为了实现上述设计目标，本文采用了ＡＭＭＰ－６２２０放大芯片。它的工作频带宽为６ＧＨｚ至ＩＪ２０ＧＨｚ，噪声系数最低达到２．５ｄＢ，同时增益高达２２ｄＢ。但是它的增益平坦度还不够理想。所以本文设计的重点是利用微带线和渐变线来改善低噪声放大器的增益平坦度。设计方案如下：
Ｉ
。ＳＭＡ］。乙１，、■’－●，、＾ｌ接口ｌ］乙Ｚ个，Ｉ，、１１Ｚｏｊ放大芯片，、＾厂－－．．—一ＳＭＡ［
Ｉ．’１１Ｌ斗个＇一ＣＬ）巾■接口乙Ｏ，、ｆ
ｌ‘．
［］微带线［＝］渐变线
图３－１０低噪放大器设计方案图
由于ＡＭＭＰ－６２２０的输入输出管脚的直径为０．３ｍｍ，而ＳＭＡ接头（将输入输出信号与同轴电缆相连）的管脚的直径为０．５ｍｍ，所以可以通过三段微带线和两段渐变线，使输入输出的信号线的宽度逐渐从０．３ｍｍ过渡到０．５ｍｍ，这样既避免了管脚与微带线之间的失配，又有利于改善低噪放大器的增益平坦度。３．设计步骤
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（１）设置图中３—１０各段微带线与渐变线的线宽，以输入端为例，各段微带线与渐
变线的宽度如下表所示：
＼．
Ｗｌ（ｍｍ）
Ｗ（ｍｍ）
Ｗ２（ｍｍ）表ｌ微带线和渐变线线宽设置Ｃ１Ｔｌ０．５Ｏ．５ＸＸＯ．３Ｃ２Ｔ２ＸＯ．３Ｃ３
其中Ｘ是变量，令０．３＜Ｘ＜０．５；Ｗｌ，Ｗ２分别是渐变线粗端和细端的宽度
（２）将厂商提供的放大芯片的Ｓ参数文件导入两端口网络中。并放置Ｓ参数扫描
控件。令起始频率为６ＧＨｚ，终止频率为１６ＧＨｚ，扫描间隔为０．ＩＧＨｚ。
（３）添加印制板参数。由于整个仿真过程都是基于这些参数，即模拟信号在某一
特定环境里传输，所以参数的选择对仿真结果至关重要。而印制板参数既要满足高速率信号的设计要求，又要满足印制板实际加工要求。因此在考虑以上因素后，决定采用芯板厚度为２０ｍｉｌ，介电常数为３．４８的Ｒｏｇｅｒｓ４３５０的板材。
（４）添加增益平坦度控件和优化目标控件。在优化目标控件中设定增益平坦度为
仿真目标标量，并将增益平坦度的仿真目标值设置在ｍｉｎ＝－０．３ｄＢ．ｍａｘ＝０．３ｄＢ的范围之内。
（５）添加优化控件，选择合适的优化方式，常用的主要是Ｒａｎｄｏｍ（随机法）和
Ｇｒａｄｉｅｎｔ（梯度法），随机法通常用于大范围搜索时使用，梯度法则用于局域收敛。本设计采用随机法与梯度法相结合的优化方式。
（６）激活微带线和渐变线长度和最后宽度的优化，并设置优化范围，开始优化。
通过对渐变线和微带线尺寸的不断调整，得到满足增益平坦度目标的电路。３．３．４仿真结果
经过反复优化，得到比较满意增益平坦度。图３．１ｌ（ａ）是经微带线和渐变线优化的宽带低噪放大器的￥２１曲线。与原来放大芯片ＡＭＭＰ．６２２０的Ｓ２１参数曲线（图３．１１（ｂ））相比，虽然放大器在整个频带６ＧＨｚ．１６ＧＨｚ内增益有所下降，从原来的最大增益２３ｄＢ降为２２．３ｄＢ，但仍然满足增益２０ｄＢ的设计要求。而且放大器的增益平坦度得到很大的改善，从原来的１．４ｄＢ减小为０．６ｄＢ。同时，如图３．１２所示，噪声系数在６ＧＨｚ．１６ＧＨｚ频带内保持在０．２ｄＢ以下。
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２３２
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１’Ｉ‘Ｉ’也’＇’’’虫’由。ｎ’Ｉ’Ｉ
－ｑ・Ｏ拖＿ｑ．ＯＨｚ
（ａ）优化的￥２１参数曲线（ｂ）ＡＭＭＰ－６２２０的￥２１参数曲线
图３－１１￥２１参数曲线
／‘，．７
３．３．５宽带低噪声放大器的测量，／‘ｆｒ－曰．ｏＨ睦一一．／．一一＿，一图３－１２ＬＮＡ的噪声系数
根据仿真设计电路将宽带低噪声放大器制成ＰＣＢ印制板。然后将放大芯片
ＡＭＭＰ一６２２０和Ｋ型ＳＭＡ接头及其他元器件焊接完后，利用网络分析仪对低噪声放
大器进行测试。低噪放大器的Ｓ２ｌ参数测试结果如图３－１３所示。由图知放大器的
增益可达到２０ｄＢ，频带带宽从６ＧＨｚ到１１．２ＧＨｚ，在６ＧＨｚ到１０ＧＨｚ增益平坦度为
ＩｄＢ。从图中还可以看出放大器在１４ＧＨｚ处出现一个很强的振荡。通过查看放大
器的Ｓｌｌ参数，如图３—１４所示，发现放大器在在高频部分的反射系数很大。经过
分析，造成实验结果与仿真结果有较大差别主要有以下几个原因：
１．ＳＭＡ接口对１０ＧＨｚ以上的高频信号响应不好，因而对１０ＧＨｚ以上的高频信
号产生很大的反射，导致放大器的增益在１１．２ＧＨｚ处骤降，在１４ＧＨｚ处出现
一个很强的振荡。
２．微带线和渐变线的设计过长，导致高频微带信号在传输过程中辐射太多能量。
３．因存在加工的工艺误差，使得印制板上的渐变线参数与仿真设计不完全相符，
由于低噪放大器的性能对渐变线参数的改变很敏感，从而造成放大器的性能
下降。
４．由于ＡＭＭＰ一６２２０芯片的特殊封装，管脚的焊盘比较隐蔽，使得焊接难度加
大。因此芯片焊接不充分也是造成放大器性能下降的因素之一。
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通过更换高频响应好的ＳＭＡ接头和重新焊接ＡＭＭＰ一６２２０芯片，放大器的性能有所提高，带宽可以从６ＧＨｚ到１４ＧＨｚ，在６ＧＨｚ到１２ＧＨｚ内，增益平坦度维持在ｌｄＢ以内。
图３—１３低噪放大器的￥２１参数测试结果图３—１４低噪放大器的Ｓ１１参数测试结果
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第四章总结和展望
本文设计了相干接收中用于基带信号处理的宽带高灵敏度光接收机。本文选取高灵敏度的ＰＩＮ．ＴＩＡ，和时钟抖动小的ＬＡ－ＣＤＲ组成光接收机。在深入了解光接收机原理的基础上，通过对这些芯片及器件的ｄａｔａｓｈｅｅｔ的研究，进行光接收机原理图的设计和ＰＣＢ板设计，并且具体讨论了ＰＣＢ设计中需要重点考虑的电源网络分配、传输线、串扰、元件布局和布局规则等问题。ＰＣＢ板经过仔细焊接和上电调试后，在搭建光通信系统实验平台上对光接收机测试。测试结果表明最终测得宽带高灵敏度光接收机的速率范围在１Ｇｂｐｓ＇－－２．７Ｇｐｂｓ，它在速率１Ｇｐｂｓ，１．２５Ｇｐｂｓ，２．５Ｇｂｐｓ，２．７Ｇｐｂｓ时的灵敏度分别为．２４．８ｄＢｍ，－２３．５ｄＢｍ，．２２．７ｄＢｍ，．２１．７ｄＢｍ。
为了深入研究相干光接收机的性能，论文分析了相干检测的原理和相干解调方案。并且对采用异步解调的平衡外差相干光接收机进行仿真，分析了激光器的线宽，本征光功率和调制速率对相干光接收机性能的影响。增大光源激光器的线宽，相干光接收机的Ｑ值明显下降，即光接收机的灵敏度下降。这意味着随着激光器器件的进步，激光器线宽能越来越窄，相干光接收机高灵敏度的优势将越来越明显；改变本振光功率的大小，发现增大本振光功率可以提高相干光接收机的灵敏度，这就是相干接收机之所以增加本振光源的原因所在，因为引入本振光源，可以大大增加光接收机的探测光功率，从而提高灵敏度；改变调制速率的大小，发现频率越高，灵敏度越低。这是由高速信号在传输过程中的光纤色散和辐射引起的。这也意味着信号速率越高，对光接收机的设计要求越苛刻。
最后本文设计了相干光接收机中的中频放大器。本文选取了带宽为６ＧＨｚ到２０ＧＨｚ，噪声系数为２．５ｄＢ，增益２２ｄＢ的放大芯片，通过微带线和渐变线将放大芯片与输入输出接口相连；精心设计微带线和渐变线的尺寸，以改善放大芯片的增益平坦度。经反复优化，仿真结果表明放大器的可以达到增益为２２ｄＢ，带宽为６ＧＨｚ．１６ＧＨｚ，噪声系数低于２ｄＢ的良好性能。根据仿真，本文对低噪放大器进行了高速ＰＣＢ板设计。通过网络分析仪测得该放大器的带宽为６ＧＨｚ到１４ＧＨｚ，增益可达２０ｄＢ，在６ＧＨｚ到１２ＧＨｚ，增益平坦度维持在ｌｄＢ以内。
由于时间原因，本文还存在一些不足之处：
１．本文采用了渐变线设计来调整中频放大器的增益平坦度以及实现输入输出匹
配。但是放大器对渐变线很敏感，以至于稍微改动渐变线的某个参量，例如线宽，就会对放大器的增益，增益平坦度，以及反射系数产生影响。这使得
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设计难度加大。并且由于在制作ＰＣＢ板时，还会存在工艺误差，这种工艺误差很可能就会导致渐变线的参数发生改变，从而改变整个中频放大器的性能，与仿真结果不符。在随后的工作中，可以采用扇形线设计来实现改善放大器的增益平坦度。因为扇形线具有频带宽，稳定性好的优点。
２．在对相干光通信系统的仿真中，采用了比较简单的ＮＲＺ调制码型，在后续的
工作中可以研究多种调制的相干光通信系统进行仿真，例如ＦＳＫ，ＰＳＫ，尤其是最近研究热门的ＤＰＳＫ。然后对这些多种调制码型的通信系统进行分析和比较。
３．在相干光通信系统中，本振光和信号光的偏振对系统的性能影响很大。但由
于实现难度比较大，在仿真中没有对偏振加以考虑。可以在后续的工作中，研究偏振因素对仿真实验的影响。
４．随着光器件和数字处理技术的进步，以及人们开始对接收机灵敏度和动态范
围的重视，相干光通信必将再次得到应用和发展。因而对相干光通信系统的研究，不仅具有理论价值，而且还具备很好的实用价值。由于时间原因，只对整个相干光通信系统做了仿真实验。在随后的工作中，希望能搭建一个相干光通信系统，通过实验进一步研究系统的性能。
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Ｐａｇｅ（ｓ）：２１２—２１３
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ｆｏｒａｎａｌｏｇａｎｄｄｉｇｉｔａｌｆｉｂｅｒ－ｏｐｔｉｃｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，＂ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＳＰＩＥ，
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３ｌ
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致谢
在短短的两年半的学习和生活中，我的收获颇丰。每次在实验室大会上，我都能从林老师的讲话中获得对学习，生活，和未来工作的启发。伍老师和徐老师不仅在学术上给予了我很大的指导和帮助，他们对研究工作的热衷和敬业精神也深深的感动了我，激励我在以后的学习和工作中热爱自己的事业。
感谢李岩，陆丹，沈南，葛庭武，尹亚伟等师兄师姐在学习上对我提供了很大的帮助，对我遇到的难题总是不厌其烦的及时帮助我解决。还要感谢和我一起工作学习的潘玲，张旭，黄培伟，王敏学，贺晴，郑博星，陈晨露，王睿等同学，在学习上我们一起讨论，在生活上我们互相关心．还要感谢朱冉等师弟师妹，对我后期实验的支持和帮助。
最后我还要感谢我的家人和我的男朋友陈飞给予我的理解和支持。感谢所有关心我、帮助我、支持我的老师和朋友们１３３
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论文的发表情况【１】曾琼，采用渐变线的宽带低噪声放大器设计，中国科技论文在线，２００８．３。