T 型功分器的设计与仿真
1. 改进型威尔金森功分器的工作原理
功率分配器属于无源微波器件，它的作用是将一个输入信号分成两个(或多 个) 较小功率的信号，工程上常用的功分器有T 型结和威尔金森功分器。 威尔金森功分器是最常用的一种功率分配器。图1所示的为标准的二路威尔 金森等功率分配器。从合路端口输入的射频信号被分成幅度和相位都相等的两路 信号，分别经过传输线Bl 和BZ ，到达隔离电阻两端，然后从两个分路端口输出， 离电阻R 两端的信号幅度和相位都相等，R 上不存在差模信号，所以它不会消耗 功率，如果我们不考虑传输线的损耗，则每路分路端口将输出二分之一功率的信 号。
图1威尔金森功分器
但是这种经典威尔金森等功率分配器有几个缺点:
1、大功率应用的时候，要求隔离电阻的耗散功率大因此电阻的体积也会比较大
2、如果功分器应用于较高的频段，波长就会与大功率电阻的尺寸相比拟，这样就需要考虑电阻的分布参数。
3、为了提高功分器性能，就要尽量减小Bl 和BZ 这两段传输线之间的藕合，因此在实际设计时，要求四分之一波长传输线Bl 、BZ 之间的距离较大，在低频应用时，由于四分之一波长较长，占用面积还是太大了，此外，四分之一波长传输线Bl 、BZ 的阻抗较高，因此线宽较细，制板的相对误差更大[24]。为克服这些缺点，本文采用了一种改进型的威尔金森等功率分配器，如图2所示
图2 改进型威尔金森功分器
可以看到，它仅由四段传输线组成，没有隔离电阻。传输线A 、Cl 、CZ 的特 征阻抗均为Z0。传输线B 位于A 和Cl 、CZ 之间，它的电长度为四分之一波长， 特征阻抗为Z0/2。从合路端输入的信号，通过传输线B ，被分成幅度和相位相等的的两路信号，分别经过传输线Cl 和C2到达分路端口一和二，在整个结构中，传输线B 起到了阻抗变换的作用。从传输线A 、B 相接处向左看，输入阻抗为Z0。从传输线B 与C1、C2相接处向右看，输入阻抗为Z0/2。利用四分之一阻抗变换器的原理我们知道，传输线的特征阻抗为Z 0∙Z 0/2，即Z0/2。因此，整个电路处于功率分配与合成时，在中心频点处，三个端口都能匹配良好，没有反射。这种改进型的结构克服了标准威尔金森功分器的一系列缺点，同时由于省略了隔离电阻，所以成本降低，也不存在电阻分布参数的问题，与传统威尔金森功分器相比，减少了一段四分之一波长传输线，另外，构成变换器的四分之一波长传输线B 的特征阻抗较低，线宽较宽，能有效降低制板误差。 2功分器的设计与仿真
通过前面的分析，我们知道改进型威尔金森功分器四段传输线特征阻抗之间 的比例关系。由此可得，传输线A 、C1和C2的特征阻抗均为50Ω，而传输线B 的特征阻抗为Z 0/2=35Ω
为了实现右旋圆极化，经过C2输出的信号要比经过Cl 的相位超前90︒，即Cl 要比C2长1/4λg (λg 为中心频率所对应的介质波长) 。设计的功率分配器
如图3所示，传输线段B 的长度约为1/4λg ，起阻抗变换的作用。传输线段
Cl 、C2的3、4分段长度相等，而C1的1、2分段长度之和为1/4λg ，这样就使得Cl 比C2长1/4λg ，同时，传输线弯角处采用45︒形式，以减小拐角处不
连续所引起的反射和幅射。
图3威尔金森功分器设计图
采用介电常数为4.4，厚度为lrn 们n 的FR4板材来制作功分器。我们利用TXLine 软件来计算各段传输线线的宽度。TXLine 是一款专门用于计算传输线参数的软件，简单实用。运行界面如图4所示，选择微带线模式(MicrostriP)，中心频率为1.593GHz 、介电常数4.4、介质基片厚度1mm 、阻抗值先后输入50和35、铜箔厚度0.017mm 等参数，就可以计算出微带线的初始宽度。经过计算，特性阻抗为35Ω和50Ω微带线的初始宽度分别为:3.3mm和1.9rnrn 。计算出传输线的宽度后，我们对馈电功分网络进行布局，根据需要对局部传输线的长度进行小范围调整。
图4TXLine 计算微带线宽度
下面我们使用ADs 电磁仿真软件对馈电网络功分器进行仿真优化。利用上节设计所得到的初始尺寸，建立如图4所示的功分器原理图，利用ADS 中OPTIM 控件的优化功能，经过数次优化，最终得到的仿真结果如图5所示
:
图4 功分器ADS 原理图
图5功分器ADS 原理图仿真结果
从图5(a)中可以看出，dB(s(3，l)) 和dB(s(2，l)) 在通带范围内基本都保持在-3dB ，即两个输出端口的信号功率都近似为输入信号的一半，dB(s(1，1) 在通带范围内均在-30dB 以下，输入端匹配良好; 图5(b)为两输出端的相位差，从中可以看出，在通带范围内相位差基本保持在90 左右，满足设计要求。版图的仿真是采用矩
量法直接对电磁场进行计算，它的仿真结果要比原理图更加精确一些，由原理图生成的版图如图6所示
:
图6功分器ADS 版图
图7功分器ADS 版图仿真结果
从图7中可以看出版图的仿真结果与原理图的相差不大，图7(b)所显示 的两输出端口相位差与原理图相比稍微变差，为87. 6 ，可以接受。综上，版图 的仿真结果基本满足了指标要求，如果结果不理想的话，我们可以重新回到原理 图中进行再次优化调整，直到满足要求为止。
T 型功分器的设计与仿真
1. 改进型威尔金森功分器的工作原理
功率分配器属于无源微波器件，它的作用是将一个输入信号分成两个(或多 个) 较小功率的信号，工程上常用的功分器有T 型结和威尔金森功分器。 威尔金森功分器是最常用的一种功率分配器。图1所示的为标准的二路威尔 金森等功率分配器。从合路端口输入的射频信号被分成幅度和相位都相等的两路 信号，分别经过传输线Bl 和BZ ，到达隔离电阻两端，然后从两个分路端口输出， 离电阻R 两端的信号幅度和相位都相等，R 上不存在差模信号，所以它不会消耗 功率，如果我们不考虑传输线的损耗，则每路分路端口将输出二分之一功率的信 号。
图1威尔金森功分器
但是这种经典威尔金森等功率分配器有几个缺点:
1、大功率应用的时候，要求隔离电阻的耗散功率大因此电阻的体积也会比较大
2、如果功分器应用于较高的频段，波长就会与大功率电阻的尺寸相比拟，这样就需要考虑电阻的分布参数。
3、为了提高功分器性能，就要尽量减小Bl 和BZ 这两段传输线之间的藕合，因此在实际设计时，要求四分之一波长传输线Bl 、BZ 之间的距离较大，在低频应用时，由于四分之一波长较长，占用面积还是太大了，此外，四分之一波长传输线Bl 、BZ 的阻抗较高，因此线宽较细，制板的相对误差更大[24]。为克服这些缺点，本文采用了一种改进型的威尔金森等功率分配器，如图2所示
图2 改进型威尔金森功分器
可以看到，它仅由四段传输线组成，没有隔离电阻。传输线A 、Cl 、CZ 的特 征阻抗均为Z0。传输线B 位于A 和Cl 、CZ 之间，它的电长度为四分之一波长， 特征阻抗为Z0/2。从合路端输入的信号，通过传输线B ，被分成幅度和相位相等的的两路信号，分别经过传输线Cl 和C2到达分路端口一和二，在整个结构中，传输线B 起到了阻抗变换的作用。从传输线A 、B 相接处向左看，输入阻抗为Z0。从传输线B 与C1、C2相接处向右看，输入阻抗为Z0/2。利用四分之一阻抗变换器的原理我们知道，传输线的特征阻抗为Z 0∙Z 0/2，即Z0/2。因此，整个电路处于功率分配与合成时，在中心频点处，三个端口都能匹配良好，没有反射。这种改进型的结构克服了标准威尔金森功分器的一系列缺点，同时由于省略了隔离电阻，所以成本降低，也不存在电阻分布参数的问题，与传统威尔金森功分器相比，减少了一段四分之一波长传输线，另外，构成变换器的四分之一波长传输线B 的特征阻抗较低，线宽较宽，能有效降低制板误差。 2功分器的设计与仿真
通过前面的分析，我们知道改进型威尔金森功分器四段传输线特征阻抗之间 的比例关系。由此可得，传输线A 、C1和C2的特征阻抗均为50Ω，而传输线B 的特征阻抗为Z 0/2=35Ω
为了实现右旋圆极化，经过C2输出的信号要比经过Cl 的相位超前90︒，即Cl 要比C2长1/4λg (λg 为中心频率所对应的介质波长) 。设计的功率分配器
如图3所示，传输线段B 的长度约为1/4λg ，起阻抗变换的作用。传输线段
Cl 、C2的3、4分段长度相等，而C1的1、2分段长度之和为1/4λg ，这样就使得Cl 比C2长1/4λg ，同时，传输线弯角处采用45︒形式，以减小拐角处不
连续所引起的反射和幅射。
图3威尔金森功分器设计图
采用介电常数为4.4，厚度为lrn 们n 的FR4板材来制作功分器。我们利用TXLine 软件来计算各段传输线线的宽度。TXLine 是一款专门用于计算传输线参数的软件，简单实用。运行界面如图4所示，选择微带线模式(MicrostriP)，中心频率为1.593GHz 、介电常数4.4、介质基片厚度1mm 、阻抗值先后输入50和35、铜箔厚度0.017mm 等参数，就可以计算出微带线的初始宽度。经过计算，特性阻抗为35Ω和50Ω微带线的初始宽度分别为:3.3mm和1.9rnrn 。计算出传输线的宽度后，我们对馈电功分网络进行布局，根据需要对局部传输线的长度进行小范围调整。
图4TXLine 计算微带线宽度
下面我们使用ADs 电磁仿真软件对馈电网络功分器进行仿真优化。利用上节设计所得到的初始尺寸，建立如图4所示的功分器原理图，利用ADS 中OPTIM 控件的优化功能，经过数次优化，最终得到的仿真结果如图5所示
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图4 功分器ADS 原理图
图5功分器ADS 原理图仿真结果
从图5(a)中可以看出，dB(s(3，l)) 和dB(s(2，l)) 在通带范围内基本都保持在-3dB ，即两个输出端口的信号功率都近似为输入信号的一半，dB(s(1，1) 在通带范围内均在-30dB 以下，输入端匹配良好; 图5(b)为两输出端的相位差，从中可以看出，在通带范围内相位差基本保持在90 左右，满足设计要求。版图的仿真是采用矩
量法直接对电磁场进行计算，它的仿真结果要比原理图更加精确一些，由原理图生成的版图如图6所示
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图6功分器ADS 版图
图7功分器ADS 版图仿真结果
从图7中可以看出版图的仿真结果与原理图的相差不大，图7(b)所显示 的两输出端口相位差与原理图相比稍微变差，为87. 6 ，可以接受。综上，版图 的仿真结果基本满足了指标要求，如果结果不理想的话，我们可以重新回到原理 图中进行再次优化调整，直到满足要求为止。