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摘 要
本文介绍了DC/DC变换器、开关电源技术的发展概况以及单端隔离式DC/DC正激变换器的原理，阐述了相关的功率器件、电压型PWM 脉宽调制器、电流型PWM 脉宽调制器的工作原理。其次，研究了单端隔离式DC/DC正激变换器的主电路拓扑和控制电路，并采用功能强、工作频率高的电压型脉宽调制芯片TL494为控制核心，通过外扩简单的硬件电路实现了输出电压电流的双闭环控制。此外，通过对高频变压器工作原理的分析，总结了高频变压器的设计方法，并进行了相应的实例设计。
关键词： 拓扑结构，脉宽调制，双闭环控制
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Abstract
This paper introduces the development of DC / DC converter and switching power supply. Simultaneously，the principles of single-terminal isolated DC / DC converter, related power devices, Voltage-type pulse width modulator and current-type PWM pulse width modulator are presented. Secondly,the main circuits and the control circuits of the single-terminal isolated DC / DC converter are researched.the voltage-type PWM integrated ciucuit of TL494, which has the characters of powerful functions and high work-frequency,as the control core. Through simple external expansion of hardware circuits, output voltage and current of double-loop control system can be realized. According to the analysis of the principle of high frequency transformer, a summary of the design method for high-frequency transformer is provided, and the sample is designed.
Keywords: topology, pulse width modulation, double closed loop control
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目 录
中文摘要……………………………………………………………………………1 英文摘要……………………………………………………………………………2 1. 绪 论………………………………………………………………………4
1.1 DC/DC变换器的发展概况和趋势……………………………………………4 1.2 电力电子技术的现况与发展趋势……………………………………………7 1.3 DC/DC正激变换技术与电力电子技术的关系…………………………8 1.4 本课题的目的与任务…………………………………………………………9 2. 单端隔离式DC/DC正激变换器的原理…………………………………………10
2.1 开关电源基础……………………………………………………………10 2.2 单端隔离式DC/DC正激变换器的工作原理……………………………10 2.3 电压控制型PWM 脉宽调制器的工作原理………………………………11 2.3.1 电压控制型…………………………………………………………11 2.3.2 电流控制型…………………………………………………………12 3. 单端隔离式DC/DC正激变换器的主电路拓扑…………………………………14
3.1 主电路拓扑………………………………………………………………14 3.2 主电路工作原理…………………………………………………………15 3.3 功率器件…………………………………………………………………15 3.3.1功率器件…………………………………………………………… 15 3.3.2功率场效应管MOSFET………………………………………………15 3.3.3 绝缘栅双极型晶体管IGBT…………………………………………17 3.4 高频变压器………………………………………………………………19 4. 单端隔离式DC/DC正激变换器的控制电路……………………………………24
4.1 TL494的结构与特点……………………………………………………24 4.2 以TL494为核心的系统控制电路………………………………………25 4.3 单端隔离式DC/DC正激变换器的保护电路……………………………26 5. 单端隔离式DC/DC正激变换器的设计实例……………………………………28
5.1 设计实例………………………………………………………………………28 5.2 功率器件的选择………………………………………………………………28 5.3高频变压器的设计……………………………………………………………29 结 论 …………………………………………………………………………………30 致 谢 ………………………………………………………………………………31 参考文献 …………………………………………………………………………………32
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1. 绪 论
1.1 DC/DC变换器的发展概况和趋势
随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源。进入80年代，计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。进入90年代，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源均广泛采用了开关电源，促进了开关电源技术的迅速发展。
开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类。以AC/DC变换为例，与传统采用工频变换技术的相控电源及线性电源相比，采用大功率开关管的高频整流电源，在技术上是一次飞跃，它不但可以方便地得到不同的电压等级，更重要的是甩掉了体积大笨重的工频变压器。采用高频功率变换，显著减小了电源装置体积和重量，而有可能和设备的主机体积相协调，并且使电性能得到进一步提高。
而随着对节能技术的呼声越来越高，随着电子设备小型化的要求，随着对环境保护的更高要求，更高效率，更小体积．更少电磁污染，更可靠地工作的开关电源几乎每个月都在推陈出新。
l) 同步整流技术
自从20世纪90年代末期同步整流技术诞生以后，它给开关电源效率的提升做出了重要贡献。当前采用IC 控制技术的同步整流方案已经为研发工程师普遍接受。新上市的高中档开关电源几乎没有不采用同步整流技术的作品。现在的同步整流技术都在努力地实现ZVS 及ZCS 方式的同步整流。自从2002年美国银河公司发表了ZVS 同步整流技术之后，现在已经得到了广泛应用。这种方式的同步整流技术巧妙地将副边驱动同步整流的脉冲信号与原边PWM 脉冲信号联动起来，其上升沿超前于原边PWM 脉冲信号的上升沿，而下降沿滞后的方法实现了同步整流MOSFET 的ZVS 方式工作。最新问世的双输出式PWM 控制IC 几乎都在控制逻辑内增加了对副边实现ZVS 同步整流的控制端子。例如：凌特公司(Linear-Tech)的LTC3722，LTC3723，英特塞尔(INTERSIL)公司的ISL6752等。这些IC 不仅解决好初级侧功率MOSFET 的软开关。而且重点解决好副边的ZVS 方式的同步整流。用这几款IC 制作的DC／DC变换器，总的转换效率都达到了94％以上。
在非对称的开关电源电路拓扑中，特别是对于性能良好的正激电路或正激有源箝位电路，在副边的同步整流中，为了实现ZVS 方式的同步整流．消除MOSFET 体二极管的导通损耗和反向恢复时间带来的损耗，德州仪器公司最新的专利技术“预检测栅驱动技术”在控制芯片中增加了大量的数字控制技术，正激电路同步整流的控制芯片UCC27228的诞生使正激电路的效率达到了前所未有的高效率。再配合好原边的有源
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箝位技术之后，使这种最新的电路模式既做到了初级侧的软开关ZVS 方式工作．又解决了磁芯复位及能量回馈，减轻了功率MOSFET 的电压应力，还做到了副边的ZVS 最佳状态的同步整流，综合使用这两项技术的中小功率的DC／DC变换器，其效率都在94％以上．功率密度也都能达到每立方英寸200W 以上。 2) 智能化和集成化技术
智能化的发展是系统智能集成（ASIPM ），即将电源电路、各种保护以及PWM 控制电路等都集成在一个芯片上，制成一个完整的功率变换器IC 。集成电力电子模块（IPEM ）是将驱动、自动保护、自诊断功能的IC 与电力电子器件集成在一个模块中。由于不同的元器件、电路、集成电路的封装或相互连接产生的寄生参数已成为决定电力电子系统性能的关键，所以采用IPEM 方法可减少设计工作量，便于生产自动化，提高系统质量、可靠性和可维护性，缩短设计周期，降低产品成本。
IPEM 与IPM 或PIC 的不同之处在于后者是单层单片集成，一维封装；而前者是高电压、大电流、多层多片集成，三维封装，结构更复杂，多方向散热，其热设计也更加重要。IPEM 研究课题中有待解决的基本问题是结构的确定和通用性，新型电力电子器件评估的主要方面是开关单元、拓扑结构、高电压大电流功率器件的单片集成。大功率无源器件集成、IPEM 三维封装（控制寄生参数，将寄生影响控制在最小范围）、热管理、IPEM 设计软件、接口与系统的兼容性、IPEM 性能预测、可靠性冗余和容错等都需要跨学科研究。因为与现代电力电子学相关的学科十分广泛，包括基础理论学科，如固体物理、电磁学、电路理论；专业理论学科如电力系统、电子学、系统与控制、电机学及电气传动、通信理论、信号处理、微电子技术；及电磁测量、计算机仿真、CAD 等，覆盖了材料、器件、电路与控制、磁学、热设计、封装、CAD 集成、制造、电力电工应用等专业技术。就目前我国电力电子技术发展的现状而言，迫切需要跨学科并运用多种专业技术进行联合研究，以适应当今国际电力电子科技前沿技术的发展。 3) 模块化技术
模块化有两方面的含义, 其一是指功率器件的模块化, 其二是指单元的模块化。常见的功率器件模块含有1单元、2单元、6单元直至7单元, 包括开关器件和与之串并联的续流二极管, 实质上都属于" 标准" 功率模块(SPM)。近年来, 有些公司把开关器件的驱动保护电路也装到功率模块中构成IPM, 不但缩小了整机的体积, 而且更加方便了整机的设计与制造。实际上, 由于频率不断提高, 致使引线寄生电感、寄生电容的影响愈加严重, 对器件造成更大的电应力(表现为过电压、过电流) 。为了提高系统的可靠性, 有些制造商开发了“用户专用”功率模块(ASPM),它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中, 使元器件之间不再有传统的引线连接, 这样的模块经过严格、合理的热、电、机械方面的设计, 产品性能优良。它类似于微电子电路中的用户专用集成电路(ASIC)。只要把控制软件写入该模块中的微处理器芯片, 再把整个模块固定在相应的散热器上, 就构成一台新型的开关电源装置。由此可见, 模块化的目的不仅在于使用方便, 可缩小整机体积, 更重要的是取消了传统连线, 把寄生参数值降到最
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小, 从而把器件承受的电应力降至最低, 提高了系统的可靠性。另外, 大功率的开关电源, 由于器件容量的限制和冗余度的增加，从提高可靠性方面考虑, 一般采用多个独立的模块单元并联工作, 采用均流技术, 所有模块共同分担负载电流, 一旦其中某个模块失效, 其它模块再平均分担负载电流。这样, 不但提高了功率容量, 在有限的器件容量情况下可满足大电流输出的要求, 而且通过增加相对于整个系统来说功率很小的冗余电源模块, 极大地提高了系统的可靠性, 即使万一出现单个模块故障, 也不会影响系统的正常工作, 而且可提供充分的时间进行修复。 4) 开关电源的数字化
目前在整个的电子模拟电路系统中，电视系统数字化了，通讯也数字化了，没有通讯的数字化就没有今天移动电话带来的极其方便，极其精彩的生活，至于网络等更是数字化的专属领域。而最后一个没有数字化的堡垒就是电源领域。近年来，数字电源的研究势头与日俱增，成果也越来越多。在电源数字化方面走在前面的公司有TI 和Microchip 即德州仪器公司布口微芯国际公司。TI公司既有数字信号处理(DSP方面的技术优势，又兼并了PWMIC 顶级的专业制造商UNITRODE 公司，所以它们合并在一起最具有技术实力。TI 公司已经用DSP 的TMS320C28F10制成了通讯用的48V 输出大功率电源模块。其中PFC 和PWM 部分完全为数字式控制。现在，TI公司已经研发出了多款数字式PWM 控制芯片。目前主要是UCD7000系列、UCD8000系列和UCD9000系列，它们将成为下一代数字电源的探路者。
UCD7000系列主要是数字控制的功率驱动级，既有驱动正激电路的，也有驱动推挽和半桥电路的。它需要微控制器(IxC)或DSP 给出PWM 的数控信号，才能构成一个完整的数字电源。已经推出的产品有UCD7201，UCD7100，UCD7440，
UCD7230等。其中分别控制正激电路，半桥电路以及非隔离的Buck 电路。
UCD8000系列主要是将数字式的PWM 和驱动部分集成在一起。用它设计数字电源只需外加mC 或DSP 即可。例如UCD8620配合UCD9110就可以组成一个数控半桥电路。 UCD9000系列则主要包括DSP 及数字PWM 部分，它需要与UCD7000系列合作来组成数字电源。
总之，它们总体上既要包括硬件部分。还要做软件编程。硬件部分包括PWM 的逻辑部分，时钟，放大器环路的模数转换、数模转换以及数字处理、驱动信号、同步整流的检测和处理等。
在目前电源领域里的竞争主要还是性能价格的竞争，所以数字电源还有很长的路要走。可以预计，下面几个问题是开关电源发展的永恒方向：
(1)开关电源频率要高，这样动态响应才能快，配合高速微处理器工作是必须的；也是减小体积的重要途径。
(2)体积要减小，变压器电感、电容都要减小体积。
(3)效率要高，产生的热能会减少，散热会容易，容易达到高功率密度。
从国内外开关电源技术的发展情况来看，我国开关电源业有如下发展趋势： (1)我国目前是一发展中国家，开关电源市场还远未开拓，相控电源仍在我国电
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源产业中占有相当大的比例。从长远及战略的观点来看，利用PWM 技术的电源必将取代各类相控电源，集中力量自行开发、生产国产开关电源，全力开拓和占领我国国内开关电源市场，必须引起我们足够的重视。
(2)应全力加强小功率(1-2kW以下)开关电源的研究、开发和组织规模生产。小功率开关电源是一种技术含量较高的电力电子产品。提高电源的可靠性、EMI、PFC、效率、体积、重量和成本等指标，参与国际竞争，迅速形成我国自己的开关电源产业。
(3)开关电源的发展方向是高频、高可靠性、低损耗、低噪声、抗干扰与模块化。开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，国内外各大开关电源制造商均致力于同步开发新型高智能化的元器件(如新型磁性材料、新型电力电子器件如SiC 功率MOSFET、体积大大缩小的平面变压器、超容电容器等)，改善二次整流器件的损耗。通过降低运行电流，结温等措施以减少器件的应力，提高产品的可靠性。SMT技术的应用使电路板两面布置元器件，保证开关电源的轻、小、薄。
(4)开关电源的高频化要求对传统的PWM 技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，大幅提高了开关电源的工作效率。
(5)模块化是开关电源发展的总体趋势，采用模块化电源组成分布式电源系统，设计成N+1冗余系统，实现并联方式的容量扩展。
1.2 电力电子技术的现况与发展趋势
以电力为对象的电子技术称为电力电子技术，它是一门利用电力电子器件对电能进行控制、转换和传输的学科，是现代电子学的一个重要分支。电力电子技术由电力电子器件、变流电路与控制电路三部分组成，其中电力电子器件是基础和核心。电力电子技术的主要功能是实现对电能某些参量和特性(电压、电流、频率、相位、波形等) 的控制与变换，以实现电力的某些使用目的，并提高使用质量与效率。
1956年，第一个电力电子器件晶闸管(SCR)发明之日即为电力电子技术诞生之时。电力电子器件一再换代的历程一定程度上代表着电力电子技术的发展过程。1957~1980年称为传统电力电子技术阶段，电力电子器件以半控型的晶闸管为主，变流电路以相控电路为主，控制电路以模拟电路为主。1980年之后至今称为现代电力电子技术阶段，大量使用全控型器件，脉宽调制(PWM)的变流电路已普及，数字控制也代替了模拟控制。
以可控硅为代表的第一代半控型电力电子器件，以其体积小、功耗低等优势在大功率整流电路中迅速取代了老式的汞弧整流器，具有明显的节能效果。可控硅大家族两个固有弱点制约其继续发展：一是在控制关断可控硅时，需要辅助开关器件组成的强迫换流电路，装置体积、重量增大，效率降低；二是立足于分立器件结构，工作频率难以高于400Hz 。以可控硅为核心的变流电路主要是交流变直流，这些电路的功率因数低、网侧及负载上的谐波严重。70年代后期起，第二代全控型电力电子器件如可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR)、功率场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、静电感应晶体管(SIT)、静电感应晶闸管(SITH)以及MOS 控制晶闸管(MCT)
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等的问世，使得电力电子变流电路及其控制系统不断革新。现代电力电子技术与传统电力电子技术相比有如下特点：集成化、高频化、全控化、控制电路弱电化与控制技术数字化。
变流电路即通常所说的电力电子电路，它的基本功能是使交流电能(AC)与直流电能(DC)进行相互转换，基本转换形式有四种：
(1) AC/DC变换：AC/DC转换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向
的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源称为“有源逆变”。电路实现上有传统的相控整流方案，也有其它高性能的调节方案(斩波调节或高频调制技术) 。
(2) DC/DC变换：DC/DC转换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，
也称为直流斩波。斩波器有脉宽调制、频率调制或又调频又调宽的三种工作方式。电路实现上常用的有Buck 、Boost 、Buck-Boost 、Cuk 四种基本形式。随着全控型器件工作频率的提高，斩波器的应用越来越广泛。
(3) DC/AC变换：将直流变换成交流称之为DC/AC变换，也即通常所说的
逆变。它是电力电子技术领域中最为活跃的部分。无源逆变应用十分广泛，如交流调速系统的变频变压电源、UPS(不间断电源) 的恒频恒压电源、感应加热用交流电源等。
(4) AC/AC变换：AC/AC变换能使交流电压或频率改变，实现这种变换的电
路通常用交流调压或周波变换电路。前者主要用于功率较小的交流调压设备；而后者则用于兆瓦级大型电动机的调速系统。
电力电子技术在控制电路上涉及控制理论、微电子技术、检测技术等学科。近二十年来自关断器件优良的控制性能和不断扩大的功率容量，有力地促进了以PWM 控制为代表的、采用微处理器数字控制的电力电子装置的开发。对电力电子装置在体积、容量、效率、功率因数、EMI 及其对电网谐波干扰等方面的更高要求，预示着下世纪初人们在电力电子器件的制造材料(碳化硅电力电子器件的研究与开发在九十年代后期已形成热点) 、电路拓扑、控制技术和装置结构进行新的探索。
1.3 DC/DC正激变换技术与电力电子技术的关系
近年来，随着现代电力电子技术和计算机等技术的高速发展，各种电力电子设备逐渐渗透到各行各业中去，它和人们的工作、生活的关系日益密切，而各种电力电子设备都离不开可靠的电源，可以说，电源是各种电力电子设备的心脏。其中，直流 —— 直流（DC/DC）变换器占据了越来越多的市场份额。如 今，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，如程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源等均广泛采用了开关电源，开关电源技术得到了迅猛的发展。开关电源的发展方向是高频、高效、高可靠性、低噪声、抗干扰与模块化等。开关电源轻、小、薄 的关键技术是高频化，国内外各大开关电源制造商均致力于同步开发新型高智能化的元器件(如新型磁性材料、新型电力电子器件如 SiC 功率 MOSFET 、体积大大缩小的平面变压器、
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超容电容器等) ，改善二次整流器件的损耗。通过降低运行电流，结温等措施以减少器件的应力，提高产品的可靠性。贴片（SMT ）技术的应用使电路板两面布置元器件，保证开关电源的轻、小、薄。
开关电源可以分为AC/DC 和 DC/DC两大类。而近十年来，DC/DC直流变换器在家用电器、空间技术、计算机、通讯、舰船设备中运用越来越多。尤其是单端正激直流变换器，因其结构简单、成本低廉，使用效率高，输入直流电压范围宽，应用范围更是日益广泛。
高频功率变换电路是电力电子专家们利用电力电子技术着重解决的一个重要问题。在国内，直流变换技术中用的变换器目前主要是工频方式变换的变换器，效率低、体积大、笨重。所以我们在这方面要向国外学习与借鉴，开发效率高、体积小、可靠的高频PWM 方式的功率变换电路。
可以看出，电力电子技术是DC/DC正激变换技术应用与推广的重要技术支撑，它通过对功率的高效变换增大了变换器的功率密度，减小了电源装置的体积和重量，并且使DC/DC变换器性能得到进一步改善，更好的为工业生产服务。
1.4 本课题的目的与任务
当前国内的DC/DC变换技术广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。但随着对节能技术的呼声越来越高，随着电子设备小型化的要求，随着对环境保护的更高要求，开关电源技术也在飞速地发展着。更高效率，更小体积．更少电磁污染，更可靠地工作的开关电源几乎每个月都在推陈出新。 市场上，直流变换器电源系统产品虽正在逐步走向成熟，以其标准化与兼容性等优点引起了越来越多人的注意，但这些产品仍存在着体积大、转换功率低、成本高等不足之处。
本课题正是基于解决目前市场上直流变换器电源的不足之处而建立的。而在研究单端隔离式DC/DC正激变换技术的过程中，也可以将我在大学期间所学的理论知识和实际有机结合起来，从而提高我分析问题，解决问题的能力。
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2. 单端隔离式DC/DC正激变换器的原理
2.1 开关电源基础
一般地，开关电源大致由输入电路、变换器、控制电路、输出电路四个部分组成。 这四个部分构成了开关电源的主体。
如果细致划分，它包括：输入滤波、输入整流、开关电路、采样、基准电源、比较放大、震荡器、V/F转换、基极驱动、输出整流、输出滤波电路等。实际的开关电源还要有保护电路、功率因素校正电路、同步整流驱动电路及其它一些辅助电路等。
下面是一个典型的开关电源原理框图：
变换电路 输出电路 输入电路
控制电路
图2.1 开关电源的基本结构框图
2.2 单端隔离式DC/DC正激变换器的工作原理
单端正激式变换器电路原理图如图2.2所示。
在图2.2中，当开关管V1导通时，输入电压U in 全部加到变换器初级线圈W1' 两端，去磁线圈W1'' 上产生的感应电压使二极管V 2截止，而次级线圈W 2上感应的电压使V 3导通，并将输入电流的能量传送给电感L o 和电容C 及负载；与此同时在变压器中建立起磁化电流，当V 1截止时，V3截止，Lo 上的电压极性反转并通过续流二极管 V4继续向负载供电，变压器中的磁化电流则通过W1'' 、V 2向输入电源U in 释放而去磁；W1'' 具有钳位作用，其上的电压等于输入电压U in ,在V 1再次导通之前，T中的去磁电流必
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须释放到零，即T 中的磁通必须复位，否则，变压器T 将发生饱和导至V 1损坏。通常W1' =W1'' ，采用双线并绕耦合方式的占空比
图2.2 单端正激式变换器电路原理图
单端正激式变换器波形如下图所示:
图2.3 单端正激式变换器波形
2.3 电压控制型PWM 脉宽调制器的工作原理
2.3.1 电压控制型
电压控制型脉宽调制器如图2.4所示。
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图2.4 电压控制型的原理图
图2.4为电压控制型变换器的原理框图。电源输出电压的采样反馈值V f 与参考电压V r 进行比较放大，得到误差信号V e ，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM 控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定V r ，即可改变输出电压V 0 。
2.3.2 电流控制型
电流控制型脉宽调制器如图2.5所示。
图2.5 电流控制型的原理图
图2.5为电流控制型变换器的原理框图。恒频时钟脉冲置位R－S锁存器，输出高电平，开关管导通，变压器原边的电流线性增大，当电流在采样电阻R s 上的压降Vs 达到V e 时，PWM比较器翻转，输出高电平，锁存器复位，驱动信号变低，开关管关断，直到下一个时钟脉冲使R－S锁存器置位。电路就是这样逐个地检测和调节电流脉冲的。
当电源输入电压和/或负载发生变化时，两种控制类型的动态响应速度是不同的。如果电压升高，则开关管的电流增长速度变快。对电流控制型而言，
只要电流脉冲一
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达到设定的幅值，脉宽比较器就动作，开关管关断，保证了输出电压的稳定。对电压控制型而言，检测电路对电流的变化没有直接的反映，一直等到输出电压发生变化后才去调节脉宽，由于滤波电路的滞后效应，这种变化需要多个周期后才能表现出来，显然动态响应速度要慢得多，且输出电压的稳定性也受到一定的影响。 另外，电流控制型变换器还可以很容易地实现逐个脉冲控制和多电源的并联运行，并具有抑制高频变压器偏磁的能力。
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3. 单端隔离式DC/DC正激变换器的主电路拓扑
3.1 主电路拓扑
单端隔离式DC/DC正激变换器因其结构简单、成本低廉，使用效率高，输入直流电压范围宽，所以广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。
这一现状决定了我们在使用DC/DC正激变换器设计电源系统的控制电路时，思想要明确、保护措施要齐全。弄清DC/DC前级拓扑运行机理的基础上，设计出的控制电路确保主电路静、动态特性指标高。电路实现上，采用廉价芯片为核心的控制电路。而正激变换器由于其拓扑简单、电压升/降范围宽，所以被广泛用于中、小功率电源变换场合，从各方面考虑，选用正激变换器拓扑如下：
图3.1 正激变换器拓扑
在图3.1中的主电路中，T为高频变压器，Q为功率器件MOSFET。C1为DC/DC开
关稳压电源输入滤波电解电容器，开关变换器以脉冲形式向电源汲取电能，C 1中流过较大的高频电流，要求C 1的等效串联电阻(ESR)小，减小纹波(特别是高频纹波电流)电流产生的发热。C 0为高频特性好的陶瓷或无感薄膜电容器，ESR 远低于电解电容器，改善电源的输出频率响应或动态响应。C 5为开关稳压电源输出整流的电解电容器，同样要求ESR 低来有效滤除高频纹波和尖峰电压。C7与C 0相似，选用高频特性好的电容。C2、C6、C3为关断缓冲电容，延缓功率器件关断时电压的增长速度，减小功率器件的关断损耗；电容数值不可过大，限制开通时流经功率器件的放电电流，改善主电路的换流工况。C4
为聚丙烯类(CBB)薄膜电容，电路换流中接受变压器转移来的激磁
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能量，同时有隔直作用。
为了提高整个电路的功率传输效率，该单端正激变换器未采用加去磁绕组的方案，去磁由接到变压器T 次级电路的二极管D 1、电容C 4来完成。设计时电容C 4应确保磁通复位，D1选用肖特基二极管、D2选用超快速恢复型。
3.2 主电路工作原理
本系统的DC/DC变换器采用可靠性较高的变压器隔离的单端正激式BOOST 结构。高频变压器的同名端如图3.1所示，为了提高能量的转换效率，本系统中变压器的去磁回路不同于常规设计，此处被接到次级绕组上。图3.1中的电容C 4为隔直与激磁能量回收电容，当C 4稳态工作时，系统主要有以下两个过程：一是在功率器件Q 导通的情况下，输入电压U i 加到高频变压器的原边绕组上，此时，变压器的副边绕组输出电压极性为上正下负，二极管D 2导通，负载获得能量，并且电容C 4借助于高频脉冲变压器的副边电流，将激磁能量转移到输出回路上去；另一过程就是功率器件Q 关断情况下，电容C 4经过二极管D 1接收高频脉冲变压器原边反激回来的激磁能量。
3.3 功率器件
3.3.1功率器件
总体来讲，从耐压、电流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定场合，仍然要使用大电流、高耐压的可控硅。但一般的工业自动化场合，功率器件已越来越多地使用MOSFET 和IGBT，特别是IGBT 获得了更多的使用，开始全面取代可控硅来作为新型的功率控制器件。
3.3.2功率场效应管MOSFET
1） 功率场效应管分结型、绝缘栅型。但通常指后者中的MOS 管，即MOSFET （Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。
MOSFET 分为：N沟道和P 沟道。 器件符号如下：
图3.2 MOSFET的图形符号
MOS 器件的电极分别为栅极G、漏极D、源极S。它和普通MOS 管一样，它也有：耗尽型：栅极电压为零时，即存在导电沟道。无论V GS 正负都起控制作用。增强型：需要正偏置栅极电压，才生成导电沟道。达到饱和前，VGS 正偏越大，IDS 越大。
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一般使用的功率MOSFET 多数是N 沟道增强型。而且不同于一般小功率MOS 管的横向导电结构，使用了垂直导电结构，从而提高了耐压、电流能力，因此又叫VMOSFET。 器件特点如下：这种器件的特点是输入绝缘电阻大（1万兆欧以上），栅极电流基本为零。驱动功率小，速度高，安全工作区宽，但高压时，导通电阻与电压的平方成正比，因而提高耐压和降低高压阻抗困难，适合低压100V 以下，是比较理想的器件。 目前的研制水平在1000V/65A左右，其速度可以达到几百KHz，使用谐振技术可以达到兆级。
2）参数与器件特性：
无载流子注入，速度取决于器件的电容充放电时间，与工作温度关系不大，故热稳定性好。 a.转移特性：
ID 随U GS 变化的曲线，成为转移特性。从图3.3可以看到，随着U GS 的上升，跨导将越来越高。
I D
GS
图3.3 MOSFET
b.输出特性（漏极特性）：
输出特性反应了漏极电流随V DS 变化的规律，这个特性和V GS 又有关联，图3.4反映了这种规律。
图3.4中，爬坡段是非饱和区，水平段为饱和区，靠近横轴附近为截止区，这点和GTR 有区别。
c.通态电阻R on ：
通态电阻是器件的一个重要参数，决定了电路输出电压幅度和损耗。 该参数随温度上升线性增加。而且V GS 增加，通态电阻减小。 d. 跨导：
MOSFET的增益特性称为跨导。定义为：
Gfs =ΔID /ΔVGS （3.1） 显然，这个数值越大越好，它反映了管子的栅极控制能力。 e.栅极阈值电压：
栅极阈值电压V GS 是指开始有规定的漏极电流（1mA）时的最低栅极电压。它具有负温度系数，结温每增加45度，阈值电压下降10%。
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f.电容：
MOSFET的一个明显特点是三个极间存在比较明显的寄生电容，这些电容对开关速度有一定影响。偏置电压高时，电容效应也加大，因此对高压电子系统会有一定影响。以栅源极为例，其特性如下：
可以看到：器件开通延迟时间内，电荷积聚较慢。随着电压增加，电荷快速上升，对应着管子开通时间。最后，当电压增加到一定程度后，电荷增加再次变慢，此时管子已经导通。
I D
I
DS
DS
图3.5 栅极电荷特性 图3.6正向偏置安全工作区
g. 正向偏置安全工作区及主要参数
MOSFET 和双极型晶体管一样，也有它的安全工作区，不同的是，它的安全工作区是由四根线围成的。如图3.6所示。
最大漏极电流I DM ：这个参数反应了器件的电流驱动能力。 最大漏源极电压V DSM ：它由器件的反向击穿电压决定。 最大漏极功耗P DM ：它由管子允许的温升决定。
漏源通态电阻R on ：通态电阻过高，会影响输出效率，增加损耗。
3.3.3绝缘栅双极型晶体管IGBT
这种器件的特点是集MOSFET 与GTR 的优点于一身。输入阻抗高，速度快，热稳定性好。通态电压低，耐压高，电流大。 目前这种器件的两个发展方向：一是朝大功率，二是朝高速度发展。大功率IGBT 模块达到1200-1800A/1800-3300V的水平。速度在中等电压区域（370-600）V，可达到(150-180)KHz。它的电流密度比MOSFET 大，芯片面积只有MOSFET 的40%。但速度比MOSFET 低。尽管电力电子器件发展过程远比我们现在描述的复杂，但是MOSFET 和IGBT，特别是IGBT 已经成为现代功率电子器件的主流。因此，我们下面的重点也是这种器件。 1）原理
该器件符号如下：
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图3.7 IGBT的图形符号 图3.8 IGBT的输出特性
注意，它的三个电极分别为门极G、集电极C、发射极E。 2）特点
这种器件的特点是集MOSFET 与GTR 的优点于一身。输入阻抗高，速度快，热稳定性好。通态电压低，耐压高，电流大。
它的电流密度比MOSFET 大，芯片面积只有MOSFET 的40%，但速度比MOSFET 略低。大功率IGBT 模块达到1200-1800A/1800-3300V的水平，速度在中等电压区域（370-600V），可达到150-180KHz。 3）参数与特性： a.转移特性
这个特性和MOSFET 极其类似，反映了管子的控制能力。 b.输出特性
IGBT 的输出特性如图3.8所示。它的三个区分别为： 靠近横轴：正向阻断区，管子处于截止状态。
爬坡区：饱和区，随着负载电流I c 变化，UCE 基本不变，即所谓饱和状态。 水平段：有源区。 c.通态电压V on ：
所谓通态电压，是指IGBT 进入导通状态的管压降V DS ，这个电压随V GS 上升而下降。由图3.9可以看到，IGBT通态电压在电流比较大时，Von 要小于MOSFET。
MOSFET 的V on 为正温度系数，IGBT小电流为负温度系数，大电流范围内为正温度系数。
d.开关损耗：
常温下，IGBT和MOSFET 的关断损耗差不多。MOSFET开关损耗与温度关系不大，但IGBT 每增加100度，损耗增加2倍。开通损耗IGBT 平均比MOSFET 略小，而且二者都对温度比较敏感，且呈正温度系数。两种器件的开关损耗和电流相关，电流越大，损耗越高。
f.安全工作区与主要参数I CM 、UCEM 、PCM ：
IGBT 的安全工作区是由电流I CM 、电压U CEM 、功耗P CM 包围的区域。
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I
O
N
图3.9 IGBT通态电压和MOSFET 比较 图3.10 IGBT的功耗特性
最大集射极间电压U CEM ：取决于反向击穿电压的大小。 最大集电极功耗P CM ：取决于允许结温。
最大集电极电流I CM ：则受元件擎住效应限制。
所谓擎住效应问题：由于IGBT 存在一个寄生的晶体管，当I C 大到一定程度，寄生晶体管导通，栅极失去控制作用。此时，漏电流增大，造成功耗急剧增加，器件损坏。安全工作区随着开关速度增加将减小。 g. 栅极偏置电压与电阻
IGBT 特性主要受栅极偏置控制，而且受浪涌电压影响。其di/dt明显和栅极偏置电压、电阻R g 相关，电压越高，di/dt越大，电阻越大，di/dt越小。而且，栅极电压和短路损坏时间关系也很大，栅极偏置电压越高，短路损坏时间越短。
3.4 高频变压器
电源变压器的功能是功率传送、电压变换和绝缘隔离，作为一种主要的软磁电磁元件，在电源技术中和电力电子技术中得到广泛的应用。根据传送功率的大小，电源变压器可以分为几档：10kva 以上为大功率，10kva ～0.5kva 为中功率，0.5kva ～25va 为小功率，25va 以下为微功率。传送功率不同，电源变压器的设计也不一样。 高频电源变压器是工作频率超过中频（10khz ）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次：10khz ～50khz 、50khz ～100khz 、100khz ～500khz 、500khz ～1mhz 、1mhz 以上。传送功率比较大的，工作频率比较低；传送功率比较小的，工作频率比较高。这样，既有工作频率的差别，又有传送功率的差别，所以工作频率不同档次的电源变压器设计方法不一样。
本文中的正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC 滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变
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换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD 复位、有源箝位复位、LCD 无损复位以及谐振复位等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。
在给定的设计条件下磁感应强度B 和电流密度J 是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后，变压器的功率P 与B 和J 的乘积成正比，即P ∝B·J。
当变压器尺寸一定时，B 和J 选得高一些，则某一给定的磁芯可以输出更大的功率；反之，为了得到某一给定的输出功率，B 和J 选得高一些，变压器的尺寸就可以小一些，因而可减小体积，减轻重量。但是，B 和J 的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如，若B 过大，激磁电流过大，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J 很大，铜损增大，温升将会超过规定值。
正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁，要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时，次级也同时工作。 1) 计算次级绕组峰值电流I P2
变压器次级绕组的峰值电流I P2等于高频开关电源的直流输出电流I o ，即
I P2=Io （3.2） 2) 计算次级电流有效值 I 2=· Ip2 （3.3） 式中，D 是正激变换器最大占空比。 3) 计算初级绕组电压幅值U p1
U p1=Uin －ΔU1 （3.4）
式中，U in 是变压器输入直流电压（V ）；
ΔU1是变压器初级绕组电阻压降和开关管导通压降之和（V ）。 4）计算次级绕组电压幅值
式中，U o 是变压器次级负载直流电压（V ）；
U P2＝(Uo ＋ΔU2) ／D (3.5)
ΔU2是变压器次级绕组电阻压降和整流管压降之和（V ）。 5) 计算初级电流有效值I 1
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忽略励磁电流等影响因素，初级电流有效值I 1按单向脉冲方波的波形来计算
I 1＝(UP2 ／ U P1) ·I2 (3.6)
6) 计算去磁绕组电流有效值I H
去磁绕组电流约与磁化电流相同，约为初级电流有效值的5％～10％，即
I H ≈(0.05～0.1)·I1 (3.7)
7) 计算变压器输入功率P 1与输出功率P 2
P 1=Up1·I1 (3.8) P 2=∑(Up2·Ip2·) (3.9) 8) 确定磁芯尺寸
首先确定铜耗因子Z ，Z 的表达式为
Z ＝1.96×[(234.5＋T ＋ΔT ) ／(234.5＋T)] (3.10)
式中，T 是环境温度（℃）； ΔT 是变压器温升（℃）。 然后计算脉冲磁感应增量ΔBm ，
ΔBm =KB ·Bm （3.11） 式中，K B 是磁感应强度系数；
B m 是磁芯材料最大工作磁感应强度（T ）。
对于R 2K 铁氧体磁芯，最大工作磁感应强度是0.3T 。磁感应强度系数K B 可以从磁感应强度系数曲线图得出，它取决于输出功率P 2（W ），工作频率f （kHz ）和变压器平均温升ΔT （℃）。变压器所需磁芯结构常数Y 由下式确定
Y ＝[(P12×P 2×Z) ／(0.45×ΔBm ×f 2×q )]0.714 (3.12)
式中，Y 是变压器所需磁芯结构常数（cm 5）；
q 是单位散热表面功耗（W/cm2），q 可以从温升和q 值关系曲线中得出。 计算出Y 之后，选择磁芯结构常数Y c ≥Y的磁芯，然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积S t (cm2) ，等效截面积A e (cm2) 等磁芯参数，或者自行设计满足结构常数的磁芯。
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9) 计算初级绕组匝数（N 1）
N 1＝[(UPi ×D) ／(f×ΔBm ×A e )] ×104 (3.13)
10) 计算次级绕组匝数（N 2）
N 2＝（U i ／U Pi ）×N 1 （i ＝2，3，4） (3.14)
式中，U pi 是次级各绕组输出电压幅值（V ）。 11) 计算去磁绕组匝数
对于采用第三绕组复位的正激变换器，复位绕组的匝数越多，最大占空比越小，开关管的电压应力越低，但是最大占空比越小，变压器的利用率越低。故需综合考虑最大占空比和开关管的电压应力，一般选择去磁绕组匝数（N H ）和初级绕组匝数相同，即
NH =N1 (3.15)
需要注意的是，应该确保初级绕组和去磁绕组紧密耦合。 下面确定导线规格： 1) 计算变压器铜耗P m
根据变压器平均温升确定变压器总损耗，减去磁芯损耗即得出铜耗，再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。
P m ＝q ×S t －P b ×G c （W ） (3.16)
式中，S t 是变压器表面积（cm 2）；
P b 是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗（W/kg）； G c 是磁芯质量（kg ）。
在实际计算中，铜耗可以按总损耗的一半处理。 2) 计算铜线质量G m
G m ＝8.9×l m ×S W ×K m （Kg ） (3.17)
式中，l m 是线圈平均匝长（cm ）； S W 是磁芯窗口面积（cm 2）；
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K m 是铜线窗口占空系数，定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。 计算铜线占空系数时应根据不同情况选取适当值，一般选取范围在0.25～0.4之间，采用多股并绕时应选取较小值。 3) 计算电流密度J
J ＝M Z G M ，单位为A/mm2 (3.18)
4) 计算导线截面积S mi 和线径d i
S Mi ＝（I i ／J ）（mm 2） (3.19) d i ＝1.13×Mi (3.20)
式中，I i 是各绕组电流有效值（A ）。
计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽可能采用多股导线并绕。采用n 股导线并绕时，每股导线的直径d in 按下式计算。
d in ＝[di ／n ] （mm ） (3.21)
铜线的趋肤深度Δ有以下经验公式：
Δ＝[66.1／
f ] （mm ） (3.22)
如果采用多股导线并绕，导线的股数太多，可以采用铜箔。在使用铜箔时，铜箔的厚度应该小于两倍的趋肤深度，铜箔的截面积必须大于该绕组导线所需的截面积。在计算完毕后，校验窗口尺寸，计算分布参数，校验损耗和温升等。
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4. 单端隔离式DC/DC正激变换器的控制电路
4.1 TL494的结构与特点
TL494是美国德州仪器公司生产的电压控制型脉宽调制芯片，其性价比高， 在其内部同时解决了电流调节器、脉宽调制和最大电流限制，此外，芯片内还设置了一些附加监控和保护功能，使得芯片具有较强的抗干扰能力和很高的可靠性，并且用此芯片构成的控制系统结构简单，只需外接较少的元器件。
由图4.1可知，TL494 由1个振荡器、2个比较器(死区时间比较器和PWM比较器)、2个误差放大器、1个触发器、双与门和双或非门、1个＋5V基准电源、2个NPN输出晶体管等组成。脚5和脚6外接电阻Rt和Ct确定了振荡器产生锯齿波的频率：
f osc = 1／(Rt C t )
TL494 输出调制脉冲的宽度是由电容Ct 端的正向锯齿波和脚3、脚4 的两个输入控制信号综合比较后确定的。脚13 用来控制输出模式，脚4为死区时间控制端。脚1、脚16和脚2、脚15分别为两个误差放大器的同相和反相输入端。可以分别作为给定信号和反馈信号输入端，用作电压和电流调节器，从而实现系统的双闭环控制，或者用作过流、过压、欠压和过热等比较器，实现各种保护功能。脚14为基准电压端，可为上述调节器和比较器提供参考基准。
图4.1 TL494 的内部结构
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4.2 以TL494为核心的系统控制电路
一般的DC/DC变换器电源体积比较大，重量也比较大，使用起来不太方便，而采用电压控制型脉宽调制芯片TL494 构成的高频功率变换电路，增大了变换器的功率密度，减小了电源装置的体积和重量，使DC/DC变换器性能得到极大的改善。
图4.2 本系统的控制结构框图
由图4.2可知，系统为典型的电压电流双闭环控制。其中，Ug 为给定直流输出电压，Uf 为输出电压反馈，其误差经过PI调节后作为电流内环的给定Ig ，If 为电流反馈信号，电流误差经过PI调节后产生PWM信号直接驱动功率器件。
图4.3 系统的控制电路图
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图4.3为系统的控制电路图。放大器LM324的1、2、3脚组成的比例－积分放大电
路为电压外环，TL494的误差放大器1构成电流内环。LM324的3脚接入的是输出直流电压的给定信号，2脚接入的是输出直流电压的反馈信号。R1与C1是电压调节器的反馈补偿环节，D1对电压调节器的输出起到限幅作用，即限定了主电路开关器件的电流。电压环的输出通过R2、R3的分压电路接到误差放大器1的反相端2脚，TL494的1脚是主电路输出电流采样信号，R12与C5是电流调节器的反馈补偿环节，R13主要是为了提高PI调节器的动态特性。TL494的3脚为电流调节器的输出，作为PWM比较器的输入控制信号，TL494的9、10脚输出并联作为主功率器件的驱动信号，以实现输出直流电压的调节。TL494的误差放大器2用作直流输入电压的欠电压保护，即作为比较器使用。反相端15脚的输入为从14脚引入的2.5V基准电平，以作为欠压的给定信号，16脚是控制电源欠电压信号2。为了减小主功率开关管的开机冲击，由R16、C6与R17组成的缓起动电路引入信号到TL494的4脚，使输出级的移相角从0°逐渐增加，正激变换器的脉宽从0开始慢慢增加，直到稳定工作，C7、R18为TL494设置振荡频率。TL494的8脚与11脚并联、9脚与10脚并联，通过T1、T2互补电路，向功率器件输出PWM驱动信号以控制功率器件的工作。
4.3 单端隔离式DC/DC正激变换器的保护电路
保护电路是DC/DC正激变换器的电源产品中不可缺少的一个组成部分，它主要包括过电流保护、过电压保护和欠电压保护等。具体的保护电路构成虽有些不同，但原理基本相同。
最简单的过电流保护电路是串接熔断丝。当流过它的电流超过一个定限值(—般为其额定工作电流的数倍) 时，熔断丝熔断而切断电源、以免故障进一步扩大。但熔断丝的熔断需要一定的时间，所以它不能可靠地防止元器件遭受损坏。快速的过电流保护常用电子电路实现，其控制方法大致可分为两种，即关断方式和限流方式。关断方式是一旦发现电流超过额定值，立即关断开关管。过电流信号可以直接取自输出回路，也可以取自电源的输入电路，还可取自开关管的集电极电流或发射极电流。限流方式是设汁上限定开关管最大输出电流的大小，输出电流小于该佰时，开关电源处f 正常稳压输出状态，一旦电流达到极限值时，就不能再上升，从而限制了开关管的电流。限流方式具有电流下垂持性。故障解冻后开关电源能自动恢复工作。下面介绍过电压保护电路。
开关电源出现故障时输出电压可能超过规定值，这样，有可能损坏负载，例如，TTI 集成电路的瞬时电压不能超过7V ，运算放大器的电压也不能超过±16V 或者±18V ，因此要增设过电压保护电路。
过电压发生的原因是电源内出现故障，对于串联稳压电源主开关管的击岁是其主要原因，但对开关稳压电源采用的非隔离斩波方式，开关晶体管击穿也会产生过电压。然而，对于通过逆变方式的输出变压器而在初级侧进行的开关方式，不管是单管还是推挽电路。过电压发生不是由晶体管击穿引起的，大多数是控制电路的元器件的变质
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或损坏造成的。
输出电压慢慢升高也会产生过电压，然而，对于开关电源，次级侧高频整流电路大多采取扼流圈输入方式，通常由于滤波扼流圈电感和电解电容的时间常数的影响，电压上升斜率是缓慢的。
过电压保护电路采用使开关电源停止工作的方式，可使用晶闸管等保持使其电源停止工作的信号．切断输入侧的反馈绕组。由于误动作也会使电源停止工作，因此，还要增设防止电源误动作的电路。例如，输入侧电源接通时输出电压要发生道冲、随之负载电流就会发生急剧的变化，出此，要考虑到这种情况。其中主要的一个问题是外部噪声引起的误动作。若过压保护电路的响应速度过快，增益过高，极小的噪声电乎都会引起保护电路的动作。另外，晶闸管门极电路不采取防噪声措施，也经常会造成电路误动作。对这类问题，使用线路滤波器可有效地抑制噪声，以免造成电路误动作。
过电压保护电路动作时，轻负载会出现问题，因输出电压下降快慢由输出侧滤波电容和负载阻抗构成的放电时间常数决定，轻负载时时间常数较大，会长时间维持在过电压状态，为此，这时要在输出电路中使用品闸管或晶体管等构成强制放电回路，过电压时使输出电压迅速下降，从而达到过电压保护的目的。
电源输出电压低于规定值时，作为负载的逻辑电路等就会误动作，为此要增设欠电压保护电路。发生欠电压的原因多是电源的控制电路出现故障造成的，例如，电压设定用电位器的滑动端由于机械冲击而活动；误差放大器的基准电压降低；辅助电源电压降低等。通常采用关断型电路、它与过电压保护电路不同，在输入电源接通时，不必担心输出电压从欠电压保护检测点开始上升的误动作。为此，取同输入电压正常与否的条件相与作为欠电压检测信号。
开关电源正常工作时，若输入电压下降，随之辅助电源电压也会下降。这时，为使输出电压保持稳定，控制信号导通时间不断增长，或者关断时间不断变短。输入电压再下降，就会使主品体管的基极驱动电流不足，由于主晶体管的放大系数不大，就会脱离饱和而进入放大区，导通损耗增大，最坏情况时、晶体管的功耗过大引起过热而遭到损坏。为此，当辅助电源电压降到一定值以下时自动停止工作，从而起到保护作用。
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5. 单端隔离式DC/DC正激变换器的设计实例
5.1设计实例
设计一个用于输入为24V ，输出为280V ，额定功率为500W 的正激变换器的高频开关电源变压器。
参数为：磁芯规格EFD20，磁芯材料为TDK 的EE 型磁芯，高频脉冲变压器的绕组分别为N P ＝4，N S ＝36，原边采用5组并绕，副边采用2组并绕。
5.2 功率器件的选择
本系统的主电路见图3.1，在设计图3.1中隔直与激磁能量回收电容C 4时，由于C 4工作在高频下，只可选择比ESR 小的CBB 类电容。C 4稳态工作时，主要有下两个过程：一是在MOSFET 导通下，变换器在向负载传递能量时，C4借助变压器副边电流，转移激磁能量到输出回路上去；另一过程就是在MOSFET 关断下，接收脉冲变压器反激回来的激磁能量。从各电容上能量变换的过程来看，C 4的数值选择应按以下原则确定：C4与图3.1的缓冲电容C 2、C3、C6相比较，C4至少应比它们大两个数量级，C4上的电压在电路稳态过程中基本维持恒定，保证脉冲变压器在反激期间有足够的反激电压；C4与输出滤波电容比较，应比C 5小两个数量级，以符合激磁能量只占变压器传递到负载能量很小的比例的原则。实际中，C4为1uF/250V、C2与C 6为150pF/1kV、C 3为1500pF/1kV、C5为两个100uF/450V的电解电容并联、C1为2200uF/50V的三个电解电容并联、C0为0.1uF/50V、C7为0.1uF/1kV高频特性好的瓷片电容。
设C 4上的电压U C4稳态时基本不变，则由伏-秒平衡原理可得：
U i DT s ＋(Ui －U C4)(1－D) Ts ＝0 (5.1)
从而可得：
U c4＝U i ／（1－D ） (5.2)
设占空比D 以0.7计算，如U i ＝24V ，则可得到U C4≈70V ，故C 4的电压耐量取250V。C2、C3、C6取电压耐量为1000V 的瓷片电容。
小容量系统中，因为MOSFET 具有较低的通态压降和较高的开关频率等优点而被广泛使用。本系统中，主功率器件MOSFET 的电压耐量与电容C 4相同，实际中取100V，
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从降低MOSFET 运行电流以减少器件的应力，提高产品的可靠性角度出发，主功率器件为两个电流耐量70A、耐压100V 的MOSFET 并联而成。
图3.1中的二极管D 1的电压耐量在100V 左右，选用反向恢复时间短、功率损耗小的肖特基势垒二极管SRJ306，为增加电压耐量，实际装置中为两个二极管串联，并具有均压措施。整流管D 2选择为3A/1200V的超快恢复二极管。
5.3 高频变压器的设计
本系统的高频变压器部分可以选用图3.1中的相应部分。在图3.1中，高频脉冲变压器是变换器的关键元件，以下我们通过前面的设计方法得到它的高频变压器的各项参数。
磁芯材料选择TDK 的EE 型磁芯。在知道磁芯的技术参数下，按下式确定变压器原边绕组匝数：
N P =[(Ui ×DT S ) ／B m ×Ae] ×108 (5.3) 式中，B m ——磁芯最大工作磁密，为10-4 T; T s ——变换器工作周期；A e ——磁芯有效截面积，U i ——变压器原边输入电压；D——变换器工作占空比；
变压器副边绕组匝数在忽略绕组漏感与输出电压纹波下，可按下经验公式确定：
N S =NP ／U i (UO ＋U ON －U i ／(1－D max ) (5.4)
式中，U i ——变压器原边输入电压；D max ——变换器最大工作占空比；U ON ——高频整流二极管的通态压降；U O ——变换器输出直流电压；
由设计变压器的AP 法知道，变换器的设计功率容量与磁芯截面积A e 、变压器的窗口面积A c 、变换器的频率f、磁芯最大工作磁密B m 成正比。电路采用较高的工作频率与较好的磁芯材料有助于减小电源体积，实际中应依据绕组的电流密度、磁通工作点等实际参数来选择磁芯与导线。制作高频脉冲变压器时，原、副边绕组均用多股漆包线并绕，以降低集肤效应的影响。
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结 论
随着现代电力电子技术和计算机等技术更加高速的发展， 单端正激DC/DC变换 器不仅在家用电器、空间技术、计算机、通讯、舰船设备中运用越来越多，还将在其 他相关领域占据了越来越多的市场份额，应用范围会变的更加广泛。
本文设计了单端隔离式DC/DC正激变换器的控制电路。该系统可以实现从低压到 高压的电压变换。系统的控制核心使用了TL494芯片，这个芯片的功能强，工作频率高，通过外扩简单的硬件电路即可实现输出电压电流的双闭环控制，有利于系统控制电路的顺利运行和实验目标的实现。
通过本次毕业设计，我的收获很大，感触也很多。首先，通过做这个课题，使我对自己以往所学的专业课知识有了一个全面的认识，更深层次的了解了自动化专业毕业生所应具备的基本能力和素质。其次，我还认识了一个非常有用的器件—TL494，对它的功能有了基本的了解，此外，我还学习到了如何设计高频变压器，这是一个很重要的知识，对我以后的工作和学习都会有很大的帮助。当然在这段日子里感触也颇多，作为工科的毕业生，光有理论知识是远远不够的，必须在实践中运用自己所学的知识，才会真正了解自己到底学了什么，还有哪些欠缺，该怎么弥补。我想这次毕业设计对我的影响和帮助是难以估量的，它会在以后的学习和工作中逐渐体现出来。我会牢牢记住这次毕业设计中学到的东西，争取为以后的工作打下良好的基础。
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致 谢
在整个毕业设计期间，我一直得到郑诗程老师的悉心指导，他总是详细的解答我提出的每一个问题，不厌其烦的纠正我在设计过程中出现的每一个错误；郑老师每周都对我进行辅导，对我论文的撰写和修改提出了许多宝贵而中肯的意见，不仅使我顺利完成论文，同时也进一步加深了我对所学的专业课知识的理解，增强了我对以后学习和工作的信心，在此我要向郑老师致以最诚挚的谢意和最深厚的敬意！
此外，研究生刘小丽、刘伟两位学长以及王魁、余永健、程鹏等同学在这期间也给予了我不少帮助，在此一并表示衷心的感谢！
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参 考 文 献
1. 开关电源的原理与设计；张占松，蔡宣三编著，电子工业出版社。 2. 现代高频开关电源实用技术；刘胜利，严仰光编著。
3. 一种新颖的DC/DC变换器的设计与实现；何瑞金，吴庆彪，孙培德，
冯香枝，东华大学学报，2005，1.
4. 一种新的低压大电流DC/DC变换器的研究；王萍，孙栩，宋良瑜，
电力电子技术.2005，1.
5. 林渭勋著. 现代电力电子电路. 北京：浙江大学出版社,2002,7 6. 李序葆、赵永健. 电力电子器件及其应用. 机械工业出版社, 1996.12
7. Banerjee S, Chakroabarty K. Nonlinear modeling and bifurcations in the boost converter. IEEE
Trans circuits system.1998,13(2):252-260.
8. Panov Y,Jovanovic M M. Design and performance evaluation of Low-voltage/high-current DC/DC
on-board modules. IEEE Trans on power electronics,2001,16(1):26-33.
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摘 要
本文介绍了DC/DC变换器、开关电源技术的发展概况以及单端隔离式DC/DC正激变换器的原理，阐述了相关的功率器件、电压型PWM 脉宽调制器、电流型PWM 脉宽调制器的工作原理。其次，研究了单端隔离式DC/DC正激变换器的主电路拓扑和控制电路，并采用功能强、工作频率高的电压型脉宽调制芯片TL494为控制核心，通过外扩简单的硬件电路实现了输出电压电流的双闭环控制。此外，通过对高频变压器工作原理的分析，总结了高频变压器的设计方法，并进行了相应的实例设计。
关键词： 拓扑结构，脉宽调制，双闭环控制
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Abstract
This paper introduces the development of DC / DC converter and switching power supply. Simultaneously，the principles of single-terminal isolated DC / DC converter, related power devices, Voltage-type pulse width modulator and current-type PWM pulse width modulator are presented. Secondly,the main circuits and the control circuits of the single-terminal isolated DC / DC converter are researched.the voltage-type PWM integrated ciucuit of TL494, which has the characters of powerful functions and high work-frequency,as the control core. Through simple external expansion of hardware circuits, output voltage and current of double-loop control system can be realized. According to the analysis of the principle of high frequency transformer, a summary of the design method for high-frequency transformer is provided, and the sample is designed.
Keywords: topology, pulse width modulation, double closed loop control
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目 录
中文摘要……………………………………………………………………………1 英文摘要……………………………………………………………………………2 1. 绪 论………………………………………………………………………4
1.1 DC/DC变换器的发展概况和趋势……………………………………………4 1.2 电力电子技术的现况与发展趋势……………………………………………7 1.3 DC/DC正激变换技术与电力电子技术的关系…………………………8 1.4 本课题的目的与任务…………………………………………………………9 2. 单端隔离式DC/DC正激变换器的原理…………………………………………10
2.1 开关电源基础……………………………………………………………10 2.2 单端隔离式DC/DC正激变换器的工作原理……………………………10 2.3 电压控制型PWM 脉宽调制器的工作原理………………………………11 2.3.1 电压控制型…………………………………………………………11 2.3.2 电流控制型…………………………………………………………12 3. 单端隔离式DC/DC正激变换器的主电路拓扑…………………………………14
3.1 主电路拓扑………………………………………………………………14 3.2 主电路工作原理…………………………………………………………15 3.3 功率器件…………………………………………………………………15 3.3.1功率器件…………………………………………………………… 15 3.3.2功率场效应管MOSFET………………………………………………15 3.3.3 绝缘栅双极型晶体管IGBT…………………………………………17 3.4 高频变压器………………………………………………………………19 4. 单端隔离式DC/DC正激变换器的控制电路……………………………………24
4.1 TL494的结构与特点……………………………………………………24 4.2 以TL494为核心的系统控制电路………………………………………25 4.3 单端隔离式DC/DC正激变换器的保护电路……………………………26 5. 单端隔离式DC/DC正激变换器的设计实例……………………………………28
5.1 设计实例………………………………………………………………………28 5.2 功率器件的选择………………………………………………………………28 5.3高频变压器的设计……………………………………………………………29 结 论 …………………………………………………………………………………30 致 谢 ………………………………………………………………………………31 参考文献 …………………………………………………………………………………32
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1. 绪 论
1.1 DC/DC变换器的发展概况和趋势
随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源。进入80年代，计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。进入90年代，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源均广泛采用了开关电源，促进了开关电源技术的迅速发展。
开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类。以AC/DC变换为例，与传统采用工频变换技术的相控电源及线性电源相比，采用大功率开关管的高频整流电源，在技术上是一次飞跃，它不但可以方便地得到不同的电压等级，更重要的是甩掉了体积大笨重的工频变压器。采用高频功率变换，显著减小了电源装置体积和重量，而有可能和设备的主机体积相协调，并且使电性能得到进一步提高。
而随着对节能技术的呼声越来越高，随着电子设备小型化的要求，随着对环境保护的更高要求，更高效率，更小体积．更少电磁污染，更可靠地工作的开关电源几乎每个月都在推陈出新。
l) 同步整流技术
自从20世纪90年代末期同步整流技术诞生以后，它给开关电源效率的提升做出了重要贡献。当前采用IC 控制技术的同步整流方案已经为研发工程师普遍接受。新上市的高中档开关电源几乎没有不采用同步整流技术的作品。现在的同步整流技术都在努力地实现ZVS 及ZCS 方式的同步整流。自从2002年美国银河公司发表了ZVS 同步整流技术之后，现在已经得到了广泛应用。这种方式的同步整流技术巧妙地将副边驱动同步整流的脉冲信号与原边PWM 脉冲信号联动起来，其上升沿超前于原边PWM 脉冲信号的上升沿，而下降沿滞后的方法实现了同步整流MOSFET 的ZVS 方式工作。最新问世的双输出式PWM 控制IC 几乎都在控制逻辑内增加了对副边实现ZVS 同步整流的控制端子。例如：凌特公司(Linear-Tech)的LTC3722，LTC3723，英特塞尔(INTERSIL)公司的ISL6752等。这些IC 不仅解决好初级侧功率MOSFET 的软开关。而且重点解决好副边的ZVS 方式的同步整流。用这几款IC 制作的DC／DC变换器，总的转换效率都达到了94％以上。
在非对称的开关电源电路拓扑中，特别是对于性能良好的正激电路或正激有源箝位电路，在副边的同步整流中，为了实现ZVS 方式的同步整流．消除MOSFET 体二极管的导通损耗和反向恢复时间带来的损耗，德州仪器公司最新的专利技术“预检测栅驱动技术”在控制芯片中增加了大量的数字控制技术，正激电路同步整流的控制芯片UCC27228的诞生使正激电路的效率达到了前所未有的高效率。再配合好原边的有源
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箝位技术之后，使这种最新的电路模式既做到了初级侧的软开关ZVS 方式工作．又解决了磁芯复位及能量回馈，减轻了功率MOSFET 的电压应力，还做到了副边的ZVS 最佳状态的同步整流，综合使用这两项技术的中小功率的DC／DC变换器，其效率都在94％以上．功率密度也都能达到每立方英寸200W 以上。 2) 智能化和集成化技术
智能化的发展是系统智能集成（ASIPM ），即将电源电路、各种保护以及PWM 控制电路等都集成在一个芯片上，制成一个完整的功率变换器IC 。集成电力电子模块（IPEM ）是将驱动、自动保护、自诊断功能的IC 与电力电子器件集成在一个模块中。由于不同的元器件、电路、集成电路的封装或相互连接产生的寄生参数已成为决定电力电子系统性能的关键，所以采用IPEM 方法可减少设计工作量，便于生产自动化，提高系统质量、可靠性和可维护性，缩短设计周期，降低产品成本。
IPEM 与IPM 或PIC 的不同之处在于后者是单层单片集成，一维封装；而前者是高电压、大电流、多层多片集成，三维封装，结构更复杂，多方向散热，其热设计也更加重要。IPEM 研究课题中有待解决的基本问题是结构的确定和通用性，新型电力电子器件评估的主要方面是开关单元、拓扑结构、高电压大电流功率器件的单片集成。大功率无源器件集成、IPEM 三维封装（控制寄生参数，将寄生影响控制在最小范围）、热管理、IPEM 设计软件、接口与系统的兼容性、IPEM 性能预测、可靠性冗余和容错等都需要跨学科研究。因为与现代电力电子学相关的学科十分广泛，包括基础理论学科，如固体物理、电磁学、电路理论；专业理论学科如电力系统、电子学、系统与控制、电机学及电气传动、通信理论、信号处理、微电子技术；及电磁测量、计算机仿真、CAD 等，覆盖了材料、器件、电路与控制、磁学、热设计、封装、CAD 集成、制造、电力电工应用等专业技术。就目前我国电力电子技术发展的现状而言，迫切需要跨学科并运用多种专业技术进行联合研究，以适应当今国际电力电子科技前沿技术的发展。 3) 模块化技术
模块化有两方面的含义, 其一是指功率器件的模块化, 其二是指单元的模块化。常见的功率器件模块含有1单元、2单元、6单元直至7单元, 包括开关器件和与之串并联的续流二极管, 实质上都属于" 标准" 功率模块(SPM)。近年来, 有些公司把开关器件的驱动保护电路也装到功率模块中构成IPM, 不但缩小了整机的体积, 而且更加方便了整机的设计与制造。实际上, 由于频率不断提高, 致使引线寄生电感、寄生电容的影响愈加严重, 对器件造成更大的电应力(表现为过电压、过电流) 。为了提高系统的可靠性, 有些制造商开发了“用户专用”功率模块(ASPM),它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中, 使元器件之间不再有传统的引线连接, 这样的模块经过严格、合理的热、电、机械方面的设计, 产品性能优良。它类似于微电子电路中的用户专用集成电路(ASIC)。只要把控制软件写入该模块中的微处理器芯片, 再把整个模块固定在相应的散热器上, 就构成一台新型的开关电源装置。由此可见, 模块化的目的不仅在于使用方便, 可缩小整机体积, 更重要的是取消了传统连线, 把寄生参数值降到最
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小, 从而把器件承受的电应力降至最低, 提高了系统的可靠性。另外, 大功率的开关电源, 由于器件容量的限制和冗余度的增加，从提高可靠性方面考虑, 一般采用多个独立的模块单元并联工作, 采用均流技术, 所有模块共同分担负载电流, 一旦其中某个模块失效, 其它模块再平均分担负载电流。这样, 不但提高了功率容量, 在有限的器件容量情况下可满足大电流输出的要求, 而且通过增加相对于整个系统来说功率很小的冗余电源模块, 极大地提高了系统的可靠性, 即使万一出现单个模块故障, 也不会影响系统的正常工作, 而且可提供充分的时间进行修复。 4) 开关电源的数字化
目前在整个的电子模拟电路系统中，电视系统数字化了，通讯也数字化了，没有通讯的数字化就没有今天移动电话带来的极其方便，极其精彩的生活，至于网络等更是数字化的专属领域。而最后一个没有数字化的堡垒就是电源领域。近年来，数字电源的研究势头与日俱增，成果也越来越多。在电源数字化方面走在前面的公司有TI 和Microchip 即德州仪器公司布口微芯国际公司。TI公司既有数字信号处理(DSP方面的技术优势，又兼并了PWMIC 顶级的专业制造商UNITRODE 公司，所以它们合并在一起最具有技术实力。TI 公司已经用DSP 的TMS320C28F10制成了通讯用的48V 输出大功率电源模块。其中PFC 和PWM 部分完全为数字式控制。现在，TI公司已经研发出了多款数字式PWM 控制芯片。目前主要是UCD7000系列、UCD8000系列和UCD9000系列，它们将成为下一代数字电源的探路者。
UCD7000系列主要是数字控制的功率驱动级，既有驱动正激电路的，也有驱动推挽和半桥电路的。它需要微控制器(IxC)或DSP 给出PWM 的数控信号，才能构成一个完整的数字电源。已经推出的产品有UCD7201，UCD7100，UCD7440，
UCD7230等。其中分别控制正激电路，半桥电路以及非隔离的Buck 电路。
UCD8000系列主要是将数字式的PWM 和驱动部分集成在一起。用它设计数字电源只需外加mC 或DSP 即可。例如UCD8620配合UCD9110就可以组成一个数控半桥电路。 UCD9000系列则主要包括DSP 及数字PWM 部分，它需要与UCD7000系列合作来组成数字电源。
总之，它们总体上既要包括硬件部分。还要做软件编程。硬件部分包括PWM 的逻辑部分，时钟，放大器环路的模数转换、数模转换以及数字处理、驱动信号、同步整流的检测和处理等。
在目前电源领域里的竞争主要还是性能价格的竞争，所以数字电源还有很长的路要走。可以预计，下面几个问题是开关电源发展的永恒方向：
(1)开关电源频率要高，这样动态响应才能快，配合高速微处理器工作是必须的；也是减小体积的重要途径。
(2)体积要减小，变压器电感、电容都要减小体积。
(3)效率要高，产生的热能会减少，散热会容易，容易达到高功率密度。
从国内外开关电源技术的发展情况来看，我国开关电源业有如下发展趋势： (1)我国目前是一发展中国家，开关电源市场还远未开拓，相控电源仍在我国电
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源产业中占有相当大的比例。从长远及战略的观点来看，利用PWM 技术的电源必将取代各类相控电源，集中力量自行开发、生产国产开关电源，全力开拓和占领我国国内开关电源市场，必须引起我们足够的重视。
(2)应全力加强小功率(1-2kW以下)开关电源的研究、开发和组织规模生产。小功率开关电源是一种技术含量较高的电力电子产品。提高电源的可靠性、EMI、PFC、效率、体积、重量和成本等指标，参与国际竞争，迅速形成我国自己的开关电源产业。
(3)开关电源的发展方向是高频、高可靠性、低损耗、低噪声、抗干扰与模块化。开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，国内外各大开关电源制造商均致力于同步开发新型高智能化的元器件(如新型磁性材料、新型电力电子器件如SiC 功率MOSFET、体积大大缩小的平面变压器、超容电容器等)，改善二次整流器件的损耗。通过降低运行电流，结温等措施以减少器件的应力，提高产品的可靠性。SMT技术的应用使电路板两面布置元器件，保证开关电源的轻、小、薄。
(4)开关电源的高频化要求对传统的PWM 技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，大幅提高了开关电源的工作效率。
(5)模块化是开关电源发展的总体趋势，采用模块化电源组成分布式电源系统，设计成N+1冗余系统，实现并联方式的容量扩展。
1.2 电力电子技术的现况与发展趋势
以电力为对象的电子技术称为电力电子技术，它是一门利用电力电子器件对电能进行控制、转换和传输的学科，是现代电子学的一个重要分支。电力电子技术由电力电子器件、变流电路与控制电路三部分组成，其中电力电子器件是基础和核心。电力电子技术的主要功能是实现对电能某些参量和特性(电压、电流、频率、相位、波形等) 的控制与变换，以实现电力的某些使用目的，并提高使用质量与效率。
1956年，第一个电力电子器件晶闸管(SCR)发明之日即为电力电子技术诞生之时。电力电子器件一再换代的历程一定程度上代表着电力电子技术的发展过程。1957~1980年称为传统电力电子技术阶段，电力电子器件以半控型的晶闸管为主，变流电路以相控电路为主，控制电路以模拟电路为主。1980年之后至今称为现代电力电子技术阶段，大量使用全控型器件，脉宽调制(PWM)的变流电路已普及，数字控制也代替了模拟控制。
以可控硅为代表的第一代半控型电力电子器件，以其体积小、功耗低等优势在大功率整流电路中迅速取代了老式的汞弧整流器，具有明显的节能效果。可控硅大家族两个固有弱点制约其继续发展：一是在控制关断可控硅时，需要辅助开关器件组成的强迫换流电路，装置体积、重量增大，效率降低；二是立足于分立器件结构，工作频率难以高于400Hz 。以可控硅为核心的变流电路主要是交流变直流，这些电路的功率因数低、网侧及负载上的谐波严重。70年代后期起，第二代全控型电力电子器件如可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR)、功率场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、静电感应晶体管(SIT)、静电感应晶闸管(SITH)以及MOS 控制晶闸管(MCT)
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等的问世，使得电力电子变流电路及其控制系统不断革新。现代电力电子技术与传统电力电子技术相比有如下特点：集成化、高频化、全控化、控制电路弱电化与控制技术数字化。
变流电路即通常所说的电力电子电路，它的基本功能是使交流电能(AC)与直流电能(DC)进行相互转换，基本转换形式有四种：
(1) AC/DC变换：AC/DC转换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向
的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源称为“有源逆变”。电路实现上有传统的相控整流方案，也有其它高性能的调节方案(斩波调节或高频调制技术) 。
(2) DC/DC变换：DC/DC转换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，
也称为直流斩波。斩波器有脉宽调制、频率调制或又调频又调宽的三种工作方式。电路实现上常用的有Buck 、Boost 、Buck-Boost 、Cuk 四种基本形式。随着全控型器件工作频率的提高，斩波器的应用越来越广泛。
(3) DC/AC变换：将直流变换成交流称之为DC/AC变换，也即通常所说的
逆变。它是电力电子技术领域中最为活跃的部分。无源逆变应用十分广泛，如交流调速系统的变频变压电源、UPS(不间断电源) 的恒频恒压电源、感应加热用交流电源等。
(4) AC/AC变换：AC/AC变换能使交流电压或频率改变，实现这种变换的电
路通常用交流调压或周波变换电路。前者主要用于功率较小的交流调压设备；而后者则用于兆瓦级大型电动机的调速系统。
电力电子技术在控制电路上涉及控制理论、微电子技术、检测技术等学科。近二十年来自关断器件优良的控制性能和不断扩大的功率容量，有力地促进了以PWM 控制为代表的、采用微处理器数字控制的电力电子装置的开发。对电力电子装置在体积、容量、效率、功率因数、EMI 及其对电网谐波干扰等方面的更高要求，预示着下世纪初人们在电力电子器件的制造材料(碳化硅电力电子器件的研究与开发在九十年代后期已形成热点) 、电路拓扑、控制技术和装置结构进行新的探索。
1.3 DC/DC正激变换技术与电力电子技术的关系
近年来，随着现代电力电子技术和计算机等技术的高速发展，各种电力电子设备逐渐渗透到各行各业中去，它和人们的工作、生活的关系日益密切，而各种电力电子设备都离不开可靠的电源，可以说，电源是各种电力电子设备的心脏。其中，直流 —— 直流（DC/DC）变换器占据了越来越多的市场份额。如 今，开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，如程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源等均广泛采用了开关电源，开关电源技术得到了迅猛的发展。开关电源的发展方向是高频、高效、高可靠性、低噪声、抗干扰与模块化等。开关电源轻、小、薄 的关键技术是高频化，国内外各大开关电源制造商均致力于同步开发新型高智能化的元器件(如新型磁性材料、新型电力电子器件如 SiC 功率 MOSFET 、体积大大缩小的平面变压器、
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超容电容器等) ，改善二次整流器件的损耗。通过降低运行电流，结温等措施以减少器件的应力，提高产品的可靠性。贴片（SMT ）技术的应用使电路板两面布置元器件，保证开关电源的轻、小、薄。
开关电源可以分为AC/DC 和 DC/DC两大类。而近十年来，DC/DC直流变换器在家用电器、空间技术、计算机、通讯、舰船设备中运用越来越多。尤其是单端正激直流变换器，因其结构简单、成本低廉，使用效率高，输入直流电压范围宽，应用范围更是日益广泛。
高频功率变换电路是电力电子专家们利用电力电子技术着重解决的一个重要问题。在国内，直流变换技术中用的变换器目前主要是工频方式变换的变换器，效率低、体积大、笨重。所以我们在这方面要向国外学习与借鉴，开发效率高、体积小、可靠的高频PWM 方式的功率变换电路。
可以看出，电力电子技术是DC/DC正激变换技术应用与推广的重要技术支撑，它通过对功率的高效变换增大了变换器的功率密度，减小了电源装置的体积和重量，并且使DC/DC变换器性能得到进一步改善，更好的为工业生产服务。
1.4 本课题的目的与任务
当前国内的DC/DC变换技术广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。但随着对节能技术的呼声越来越高，随着电子设备小型化的要求，随着对环境保护的更高要求，开关电源技术也在飞速地发展着。更高效率，更小体积．更少电磁污染，更可靠地工作的开关电源几乎每个月都在推陈出新。 市场上，直流变换器电源系统产品虽正在逐步走向成熟，以其标准化与兼容性等优点引起了越来越多人的注意，但这些产品仍存在着体积大、转换功率低、成本高等不足之处。
本课题正是基于解决目前市场上直流变换器电源的不足之处而建立的。而在研究单端隔离式DC/DC正激变换技术的过程中，也可以将我在大学期间所学的理论知识和实际有机结合起来，从而提高我分析问题，解决问题的能力。
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2. 单端隔离式DC/DC正激变换器的原理
2.1 开关电源基础
一般地，开关电源大致由输入电路、变换器、控制电路、输出电路四个部分组成。 这四个部分构成了开关电源的主体。
如果细致划分，它包括：输入滤波、输入整流、开关电路、采样、基准电源、比较放大、震荡器、V/F转换、基极驱动、输出整流、输出滤波电路等。实际的开关电源还要有保护电路、功率因素校正电路、同步整流驱动电路及其它一些辅助电路等。
下面是一个典型的开关电源原理框图：
变换电路 输出电路 输入电路
控制电路
图2.1 开关电源的基本结构框图
2.2 单端隔离式DC/DC正激变换器的工作原理
单端正激式变换器电路原理图如图2.2所示。
在图2.2中，当开关管V1导通时，输入电压U in 全部加到变换器初级线圈W1' 两端，去磁线圈W1'' 上产生的感应电压使二极管V 2截止，而次级线圈W 2上感应的电压使V 3导通，并将输入电流的能量传送给电感L o 和电容C 及负载；与此同时在变压器中建立起磁化电流，当V 1截止时，V3截止，Lo 上的电压极性反转并通过续流二极管 V4继续向负载供电，变压器中的磁化电流则通过W1'' 、V 2向输入电源U in 释放而去磁；W1'' 具有钳位作用，其上的电压等于输入电压U in ,在V 1再次导通之前，T中的去磁电流必
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须释放到零，即T 中的磁通必须复位，否则，变压器T 将发生饱和导至V 1损坏。通常W1' =W1'' ，采用双线并绕耦合方式的占空比
图2.2 单端正激式变换器电路原理图
单端正激式变换器波形如下图所示:
图2.3 单端正激式变换器波形
2.3 电压控制型PWM 脉宽调制器的工作原理
2.3.1 电压控制型
电压控制型脉宽调制器如图2.4所示。
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图2.4 电压控制型的原理图
图2.4为电压控制型变换器的原理框图。电源输出电压的采样反馈值V f 与参考电压V r 进行比较放大，得到误差信号V e ，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM 控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定V r ，即可改变输出电压V 0 。
2.3.2 电流控制型
电流控制型脉宽调制器如图2.5所示。
图2.5 电流控制型的原理图
图2.5为电流控制型变换器的原理框图。恒频时钟脉冲置位R－S锁存器，输出高电平，开关管导通，变压器原边的电流线性增大，当电流在采样电阻R s 上的压降Vs 达到V e 时，PWM比较器翻转，输出高电平，锁存器复位，驱动信号变低，开关管关断，直到下一个时钟脉冲使R－S锁存器置位。电路就是这样逐个地检测和调节电流脉冲的。
当电源输入电压和/或负载发生变化时，两种控制类型的动态响应速度是不同的。如果电压升高，则开关管的电流增长速度变快。对电流控制型而言，
只要电流脉冲一
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达到设定的幅值，脉宽比较器就动作，开关管关断，保证了输出电压的稳定。对电压控制型而言，检测电路对电流的变化没有直接的反映，一直等到输出电压发生变化后才去调节脉宽，由于滤波电路的滞后效应，这种变化需要多个周期后才能表现出来，显然动态响应速度要慢得多，且输出电压的稳定性也受到一定的影响。 另外，电流控制型变换器还可以很容易地实现逐个脉冲控制和多电源的并联运行，并具有抑制高频变压器偏磁的能力。
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3. 单端隔离式DC/DC正激变换器的主电路拓扑
3.1 主电路拓扑
单端隔离式DC/DC正激变换器因其结构简单、成本低廉，使用效率高，输入直流电压范围宽，所以广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。
这一现状决定了我们在使用DC/DC正激变换器设计电源系统的控制电路时，思想要明确、保护措施要齐全。弄清DC/DC前级拓扑运行机理的基础上，设计出的控制电路确保主电路静、动态特性指标高。电路实现上，采用廉价芯片为核心的控制电路。而正激变换器由于其拓扑简单、电压升/降范围宽，所以被广泛用于中、小功率电源变换场合，从各方面考虑，选用正激变换器拓扑如下：
图3.1 正激变换器拓扑
在图3.1中的主电路中，T为高频变压器，Q为功率器件MOSFET。C1为DC/DC开
关稳压电源输入滤波电解电容器，开关变换器以脉冲形式向电源汲取电能，C 1中流过较大的高频电流，要求C 1的等效串联电阻(ESR)小，减小纹波(特别是高频纹波电流)电流产生的发热。C 0为高频特性好的陶瓷或无感薄膜电容器，ESR 远低于电解电容器，改善电源的输出频率响应或动态响应。C 5为开关稳压电源输出整流的电解电容器，同样要求ESR 低来有效滤除高频纹波和尖峰电压。C7与C 0相似，选用高频特性好的电容。C2、C6、C3为关断缓冲电容，延缓功率器件关断时电压的增长速度，减小功率器件的关断损耗；电容数值不可过大，限制开通时流经功率器件的放电电流，改善主电路的换流工况。C4
为聚丙烯类(CBB)薄膜电容，电路换流中接受变压器转移来的激磁
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能量，同时有隔直作用。
为了提高整个电路的功率传输效率，该单端正激变换器未采用加去磁绕组的方案，去磁由接到变压器T 次级电路的二极管D 1、电容C 4来完成。设计时电容C 4应确保磁通复位，D1选用肖特基二极管、D2选用超快速恢复型。
3.2 主电路工作原理
本系统的DC/DC变换器采用可靠性较高的变压器隔离的单端正激式BOOST 结构。高频变压器的同名端如图3.1所示，为了提高能量的转换效率，本系统中变压器的去磁回路不同于常规设计，此处被接到次级绕组上。图3.1中的电容C 4为隔直与激磁能量回收电容，当C 4稳态工作时，系统主要有以下两个过程：一是在功率器件Q 导通的情况下，输入电压U i 加到高频变压器的原边绕组上，此时，变压器的副边绕组输出电压极性为上正下负，二极管D 2导通，负载获得能量，并且电容C 4借助于高频脉冲变压器的副边电流，将激磁能量转移到输出回路上去；另一过程就是功率器件Q 关断情况下，电容C 4经过二极管D 1接收高频脉冲变压器原边反激回来的激磁能量。
3.3 功率器件
3.3.1功率器件
总体来讲，从耐压、电流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定场合，仍然要使用大电流、高耐压的可控硅。但一般的工业自动化场合，功率器件已越来越多地使用MOSFET 和IGBT，特别是IGBT 获得了更多的使用，开始全面取代可控硅来作为新型的功率控制器件。
3.3.2功率场效应管MOSFET
1） 功率场效应管分结型、绝缘栅型。但通常指后者中的MOS 管，即MOSFET （Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。
MOSFET 分为：N沟道和P 沟道。 器件符号如下：
图3.2 MOSFET的图形符号
MOS 器件的电极分别为栅极G、漏极D、源极S。它和普通MOS 管一样，它也有：耗尽型：栅极电压为零时，即存在导电沟道。无论V GS 正负都起控制作用。增强型：需要正偏置栅极电压，才生成导电沟道。达到饱和前，VGS 正偏越大，IDS 越大。
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一般使用的功率MOSFET 多数是N 沟道增强型。而且不同于一般小功率MOS 管的横向导电结构，使用了垂直导电结构，从而提高了耐压、电流能力，因此又叫VMOSFET。 器件特点如下：这种器件的特点是输入绝缘电阻大（1万兆欧以上），栅极电流基本为零。驱动功率小，速度高，安全工作区宽，但高压时，导通电阻与电压的平方成正比，因而提高耐压和降低高压阻抗困难，适合低压100V 以下，是比较理想的器件。 目前的研制水平在1000V/65A左右，其速度可以达到几百KHz，使用谐振技术可以达到兆级。
2）参数与器件特性：
无载流子注入，速度取决于器件的电容充放电时间，与工作温度关系不大，故热稳定性好。 a.转移特性：
ID 随U GS 变化的曲线，成为转移特性。从图3.3可以看到，随着U GS 的上升，跨导将越来越高。
I D
GS
图3.3 MOSFET
b.输出特性（漏极特性）：
输出特性反应了漏极电流随V DS 变化的规律，这个特性和V GS 又有关联，图3.4反映了这种规律。
图3.4中，爬坡段是非饱和区，水平段为饱和区，靠近横轴附近为截止区，这点和GTR 有区别。
c.通态电阻R on ：
通态电阻是器件的一个重要参数，决定了电路输出电压幅度和损耗。 该参数随温度上升线性增加。而且V GS 增加，通态电阻减小。 d. 跨导：
MOSFET的增益特性称为跨导。定义为：
Gfs =ΔID /ΔVGS （3.1） 显然，这个数值越大越好，它反映了管子的栅极控制能力。 e.栅极阈值电压：
栅极阈值电压V GS 是指开始有规定的漏极电流（1mA）时的最低栅极电压。它具有负温度系数，结温每增加45度，阈值电压下降10%。
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f.电容：
MOSFET的一个明显特点是三个极间存在比较明显的寄生电容，这些电容对开关速度有一定影响。偏置电压高时，电容效应也加大，因此对高压电子系统会有一定影响。以栅源极为例，其特性如下：
可以看到：器件开通延迟时间内，电荷积聚较慢。随着电压增加，电荷快速上升，对应着管子开通时间。最后，当电压增加到一定程度后，电荷增加再次变慢，此时管子已经导通。
I D
I
DS
DS
图3.5 栅极电荷特性 图3.6正向偏置安全工作区
g. 正向偏置安全工作区及主要参数
MOSFET 和双极型晶体管一样，也有它的安全工作区，不同的是，它的安全工作区是由四根线围成的。如图3.6所示。
最大漏极电流I DM ：这个参数反应了器件的电流驱动能力。 最大漏源极电压V DSM ：它由器件的反向击穿电压决定。 最大漏极功耗P DM ：它由管子允许的温升决定。
漏源通态电阻R on ：通态电阻过高，会影响输出效率，增加损耗。
3.3.3绝缘栅双极型晶体管IGBT
这种器件的特点是集MOSFET 与GTR 的优点于一身。输入阻抗高，速度快，热稳定性好。通态电压低，耐压高，电流大。 目前这种器件的两个发展方向：一是朝大功率，二是朝高速度发展。大功率IGBT 模块达到1200-1800A/1800-3300V的水平。速度在中等电压区域（370-600）V，可达到(150-180)KHz。它的电流密度比MOSFET 大，芯片面积只有MOSFET 的40%。但速度比MOSFET 低。尽管电力电子器件发展过程远比我们现在描述的复杂，但是MOSFET 和IGBT，特别是IGBT 已经成为现代功率电子器件的主流。因此，我们下面的重点也是这种器件。 1）原理
该器件符号如下：
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图3.7 IGBT的图形符号 图3.8 IGBT的输出特性
注意，它的三个电极分别为门极G、集电极C、发射极E。 2）特点
这种器件的特点是集MOSFET 与GTR 的优点于一身。输入阻抗高，速度快，热稳定性好。通态电压低，耐压高，电流大。
它的电流密度比MOSFET 大，芯片面积只有MOSFET 的40%，但速度比MOSFET 略低。大功率IGBT 模块达到1200-1800A/1800-3300V的水平，速度在中等电压区域（370-600V），可达到150-180KHz。 3）参数与特性： a.转移特性
这个特性和MOSFET 极其类似，反映了管子的控制能力。 b.输出特性
IGBT 的输出特性如图3.8所示。它的三个区分别为： 靠近横轴：正向阻断区，管子处于截止状态。
爬坡区：饱和区，随着负载电流I c 变化，UCE 基本不变，即所谓饱和状态。 水平段：有源区。 c.通态电压V on ：
所谓通态电压，是指IGBT 进入导通状态的管压降V DS ，这个电压随V GS 上升而下降。由图3.9可以看到，IGBT通态电压在电流比较大时，Von 要小于MOSFET。
MOSFET 的V on 为正温度系数，IGBT小电流为负温度系数，大电流范围内为正温度系数。
d.开关损耗：
常温下，IGBT和MOSFET 的关断损耗差不多。MOSFET开关损耗与温度关系不大，但IGBT 每增加100度，损耗增加2倍。开通损耗IGBT 平均比MOSFET 略小，而且二者都对温度比较敏感，且呈正温度系数。两种器件的开关损耗和电流相关，电流越大，损耗越高。
f.安全工作区与主要参数I CM 、UCEM 、PCM ：
IGBT 的安全工作区是由电流I CM 、电压U CEM 、功耗P CM 包围的区域。
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I
O
N
图3.9 IGBT通态电压和MOSFET 比较 图3.10 IGBT的功耗特性
最大集射极间电压U CEM ：取决于反向击穿电压的大小。 最大集电极功耗P CM ：取决于允许结温。
最大集电极电流I CM ：则受元件擎住效应限制。
所谓擎住效应问题：由于IGBT 存在一个寄生的晶体管，当I C 大到一定程度，寄生晶体管导通，栅极失去控制作用。此时，漏电流增大，造成功耗急剧增加，器件损坏。安全工作区随着开关速度增加将减小。 g. 栅极偏置电压与电阻
IGBT 特性主要受栅极偏置控制，而且受浪涌电压影响。其di/dt明显和栅极偏置电压、电阻R g 相关，电压越高，di/dt越大，电阻越大，di/dt越小。而且，栅极电压和短路损坏时间关系也很大，栅极偏置电压越高，短路损坏时间越短。
3.4 高频变压器
电源变压器的功能是功率传送、电压变换和绝缘隔离，作为一种主要的软磁电磁元件，在电源技术中和电力电子技术中得到广泛的应用。根据传送功率的大小，电源变压器可以分为几档：10kva 以上为大功率，10kva ～0.5kva 为中功率，0.5kva ～25va 为小功率，25va 以下为微功率。传送功率不同，电源变压器的设计也不一样。 高频电源变压器是工作频率超过中频（10khz ）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次：10khz ～50khz 、50khz ～100khz 、100khz ～500khz 、500khz ～1mhz 、1mhz 以上。传送功率比较大的，工作频率比较低；传送功率比较小的，工作频率比较高。这样，既有工作频率的差别，又有传送功率的差别，所以工作频率不同档次的电源变压器设计方法不一样。
本文中的正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC 滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变
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换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD 复位、有源箝位复位、LCD 无损复位以及谐振复位等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。
在给定的设计条件下磁感应强度B 和电流密度J 是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后，变压器的功率P 与B 和J 的乘积成正比，即P ∝B·J。
当变压器尺寸一定时，B 和J 选得高一些，则某一给定的磁芯可以输出更大的功率；反之，为了得到某一给定的输出功率，B 和J 选得高一些，变压器的尺寸就可以小一些，因而可减小体积，减轻重量。但是，B 和J 的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如，若B 过大，激磁电流过大，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J 很大，铜损增大，温升将会超过规定值。
正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁，要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时，次级也同时工作。 1) 计算次级绕组峰值电流I P2
变压器次级绕组的峰值电流I P2等于高频开关电源的直流输出电流I o ，即
I P2=Io （3.2） 2) 计算次级电流有效值 I 2=· Ip2 （3.3） 式中，D 是正激变换器最大占空比。 3) 计算初级绕组电压幅值U p1
U p1=Uin －ΔU1 （3.4）
式中，U in 是变压器输入直流电压（V ）；
ΔU1是变压器初级绕组电阻压降和开关管导通压降之和（V ）。 4）计算次级绕组电压幅值
式中，U o 是变压器次级负载直流电压（V ）；
U P2＝(Uo ＋ΔU2) ／D (3.5)
ΔU2是变压器次级绕组电阻压降和整流管压降之和（V ）。 5) 计算初级电流有效值I 1
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忽略励磁电流等影响因素，初级电流有效值I 1按单向脉冲方波的波形来计算
I 1＝(UP2 ／ U P1) ·I2 (3.6)
6) 计算去磁绕组电流有效值I H
去磁绕组电流约与磁化电流相同，约为初级电流有效值的5％～10％，即
I H ≈(0.05～0.1)·I1 (3.7)
7) 计算变压器输入功率P 1与输出功率P 2
P 1=Up1·I1 (3.8) P 2=∑(Up2·Ip2·) (3.9) 8) 确定磁芯尺寸
首先确定铜耗因子Z ，Z 的表达式为
Z ＝1.96×[(234.5＋T ＋ΔT ) ／(234.5＋T)] (3.10)
式中，T 是环境温度（℃）； ΔT 是变压器温升（℃）。 然后计算脉冲磁感应增量ΔBm ，
ΔBm =KB ·Bm （3.11） 式中，K B 是磁感应强度系数；
B m 是磁芯材料最大工作磁感应强度（T ）。
对于R 2K 铁氧体磁芯，最大工作磁感应强度是0.3T 。磁感应强度系数K B 可以从磁感应强度系数曲线图得出，它取决于输出功率P 2（W ），工作频率f （kHz ）和变压器平均温升ΔT （℃）。变压器所需磁芯结构常数Y 由下式确定
Y ＝[(P12×P 2×Z) ／(0.45×ΔBm ×f 2×q )]0.714 (3.12)
式中，Y 是变压器所需磁芯结构常数（cm 5）；
q 是单位散热表面功耗（W/cm2），q 可以从温升和q 值关系曲线中得出。 计算出Y 之后，选择磁芯结构常数Y c ≥Y的磁芯，然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积S t (cm2) ，等效截面积A e (cm2) 等磁芯参数，或者自行设计满足结构常数的磁芯。
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9) 计算初级绕组匝数（N 1）
N 1＝[(UPi ×D) ／(f×ΔBm ×A e )] ×104 (3.13)
10) 计算次级绕组匝数（N 2）
N 2＝（U i ／U Pi ）×N 1 （i ＝2，3，4） (3.14)
式中，U pi 是次级各绕组输出电压幅值（V ）。 11) 计算去磁绕组匝数
对于采用第三绕组复位的正激变换器，复位绕组的匝数越多，最大占空比越小，开关管的电压应力越低，但是最大占空比越小，变压器的利用率越低。故需综合考虑最大占空比和开关管的电压应力，一般选择去磁绕组匝数（N H ）和初级绕组匝数相同，即
NH =N1 (3.15)
需要注意的是，应该确保初级绕组和去磁绕组紧密耦合。 下面确定导线规格： 1) 计算变压器铜耗P m
根据变压器平均温升确定变压器总损耗，减去磁芯损耗即得出铜耗，再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。
P m ＝q ×S t －P b ×G c （W ） (3.16)
式中，S t 是变压器表面积（cm 2）；
P b 是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗（W/kg）； G c 是磁芯质量（kg ）。
在实际计算中，铜耗可以按总损耗的一半处理。 2) 计算铜线质量G m
G m ＝8.9×l m ×S W ×K m （Kg ） (3.17)
式中，l m 是线圈平均匝长（cm ）； S W 是磁芯窗口面积（cm 2）；
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K m 是铜线窗口占空系数，定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。 计算铜线占空系数时应根据不同情况选取适当值，一般选取范围在0.25～0.4之间，采用多股并绕时应选取较小值。 3) 计算电流密度J
J ＝M Z G M ，单位为A/mm2 (3.18)
4) 计算导线截面积S mi 和线径d i
S Mi ＝（I i ／J ）（mm 2） (3.19) d i ＝1.13×Mi (3.20)
式中，I i 是各绕组电流有效值（A ）。
计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽可能采用多股导线并绕。采用n 股导线并绕时，每股导线的直径d in 按下式计算。
d in ＝[di ／n ] （mm ） (3.21)
铜线的趋肤深度Δ有以下经验公式：
Δ＝[66.1／
f ] （mm ） (3.22)
如果采用多股导线并绕，导线的股数太多，可以采用铜箔。在使用铜箔时，铜箔的厚度应该小于两倍的趋肤深度，铜箔的截面积必须大于该绕组导线所需的截面积。在计算完毕后，校验窗口尺寸，计算分布参数，校验损耗和温升等。
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4. 单端隔离式DC/DC正激变换器的控制电路
4.1 TL494的结构与特点
TL494是美国德州仪器公司生产的电压控制型脉宽调制芯片，其性价比高， 在其内部同时解决了电流调节器、脉宽调制和最大电流限制，此外，芯片内还设置了一些附加监控和保护功能，使得芯片具有较强的抗干扰能力和很高的可靠性，并且用此芯片构成的控制系统结构简单，只需外接较少的元器件。
由图4.1可知，TL494 由1个振荡器、2个比较器(死区时间比较器和PWM比较器)、2个误差放大器、1个触发器、双与门和双或非门、1个＋5V基准电源、2个NPN输出晶体管等组成。脚5和脚6外接电阻Rt和Ct确定了振荡器产生锯齿波的频率：
f osc = 1／(Rt C t )
TL494 输出调制脉冲的宽度是由电容Ct 端的正向锯齿波和脚3、脚4 的两个输入控制信号综合比较后确定的。脚13 用来控制输出模式，脚4为死区时间控制端。脚1、脚16和脚2、脚15分别为两个误差放大器的同相和反相输入端。可以分别作为给定信号和反馈信号输入端，用作电压和电流调节器，从而实现系统的双闭环控制，或者用作过流、过压、欠压和过热等比较器，实现各种保护功能。脚14为基准电压端，可为上述调节器和比较器提供参考基准。
图4.1 TL494 的内部结构
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4.2 以TL494为核心的系统控制电路
一般的DC/DC变换器电源体积比较大，重量也比较大，使用起来不太方便，而采用电压控制型脉宽调制芯片TL494 构成的高频功率变换电路，增大了变换器的功率密度，减小了电源装置的体积和重量，使DC/DC变换器性能得到极大的改善。
图4.2 本系统的控制结构框图
由图4.2可知，系统为典型的电压电流双闭环控制。其中，Ug 为给定直流输出电压，Uf 为输出电压反馈，其误差经过PI调节后作为电流内环的给定Ig ，If 为电流反馈信号，电流误差经过PI调节后产生PWM信号直接驱动功率器件。
图4.3 系统的控制电路图
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图4.3为系统的控制电路图。放大器LM324的1、2、3脚组成的比例－积分放大电
路为电压外环，TL494的误差放大器1构成电流内环。LM324的3脚接入的是输出直流电压的给定信号，2脚接入的是输出直流电压的反馈信号。R1与C1是电压调节器的反馈补偿环节，D1对电压调节器的输出起到限幅作用，即限定了主电路开关器件的电流。电压环的输出通过R2、R3的分压电路接到误差放大器1的反相端2脚，TL494的1脚是主电路输出电流采样信号，R12与C5是电流调节器的反馈补偿环节，R13主要是为了提高PI调节器的动态特性。TL494的3脚为电流调节器的输出，作为PWM比较器的输入控制信号，TL494的9、10脚输出并联作为主功率器件的驱动信号，以实现输出直流电压的调节。TL494的误差放大器2用作直流输入电压的欠电压保护，即作为比较器使用。反相端15脚的输入为从14脚引入的2.5V基准电平，以作为欠压的给定信号，16脚是控制电源欠电压信号2。为了减小主功率开关管的开机冲击，由R16、C6与R17组成的缓起动电路引入信号到TL494的4脚，使输出级的移相角从0°逐渐增加，正激变换器的脉宽从0开始慢慢增加，直到稳定工作，C7、R18为TL494设置振荡频率。TL494的8脚与11脚并联、9脚与10脚并联，通过T1、T2互补电路，向功率器件输出PWM驱动信号以控制功率器件的工作。
4.3 单端隔离式DC/DC正激变换器的保护电路
保护电路是DC/DC正激变换器的电源产品中不可缺少的一个组成部分，它主要包括过电流保护、过电压保护和欠电压保护等。具体的保护电路构成虽有些不同，但原理基本相同。
最简单的过电流保护电路是串接熔断丝。当流过它的电流超过一个定限值(—般为其额定工作电流的数倍) 时，熔断丝熔断而切断电源、以免故障进一步扩大。但熔断丝的熔断需要一定的时间，所以它不能可靠地防止元器件遭受损坏。快速的过电流保护常用电子电路实现，其控制方法大致可分为两种，即关断方式和限流方式。关断方式是一旦发现电流超过额定值，立即关断开关管。过电流信号可以直接取自输出回路，也可以取自电源的输入电路，还可取自开关管的集电极电流或发射极电流。限流方式是设汁上限定开关管最大输出电流的大小，输出电流小于该佰时，开关电源处f 正常稳压输出状态，一旦电流达到极限值时，就不能再上升，从而限制了开关管的电流。限流方式具有电流下垂持性。故障解冻后开关电源能自动恢复工作。下面介绍过电压保护电路。
开关电源出现故障时输出电压可能超过规定值，这样，有可能损坏负载，例如，TTI 集成电路的瞬时电压不能超过7V ，运算放大器的电压也不能超过±16V 或者±18V ，因此要增设过电压保护电路。
过电压发生的原因是电源内出现故障，对于串联稳压电源主开关管的击岁是其主要原因，但对开关稳压电源采用的非隔离斩波方式，开关晶体管击穿也会产生过电压。然而，对于通过逆变方式的输出变压器而在初级侧进行的开关方式，不管是单管还是推挽电路。过电压发生不是由晶体管击穿引起的，大多数是控制电路的元器件的变质
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或损坏造成的。
输出电压慢慢升高也会产生过电压，然而，对于开关电源，次级侧高频整流电路大多采取扼流圈输入方式，通常由于滤波扼流圈电感和电解电容的时间常数的影响，电压上升斜率是缓慢的。
过电压保护电路采用使开关电源停止工作的方式，可使用晶闸管等保持使其电源停止工作的信号．切断输入侧的反馈绕组。由于误动作也会使电源停止工作，因此，还要增设防止电源误动作的电路。例如，输入侧电源接通时输出电压要发生道冲、随之负载电流就会发生急剧的变化，出此，要考虑到这种情况。其中主要的一个问题是外部噪声引起的误动作。若过压保护电路的响应速度过快，增益过高，极小的噪声电乎都会引起保护电路的动作。另外，晶闸管门极电路不采取防噪声措施，也经常会造成电路误动作。对这类问题，使用线路滤波器可有效地抑制噪声，以免造成电路误动作。
过电压保护电路动作时，轻负载会出现问题，因输出电压下降快慢由输出侧滤波电容和负载阻抗构成的放电时间常数决定，轻负载时时间常数较大，会长时间维持在过电压状态，为此，这时要在输出电路中使用品闸管或晶体管等构成强制放电回路，过电压时使输出电压迅速下降，从而达到过电压保护的目的。
电源输出电压低于规定值时，作为负载的逻辑电路等就会误动作，为此要增设欠电压保护电路。发生欠电压的原因多是电源的控制电路出现故障造成的，例如，电压设定用电位器的滑动端由于机械冲击而活动；误差放大器的基准电压降低；辅助电源电压降低等。通常采用关断型电路、它与过电压保护电路不同，在输入电源接通时，不必担心输出电压从欠电压保护检测点开始上升的误动作。为此，取同输入电压正常与否的条件相与作为欠电压检测信号。
开关电源正常工作时，若输入电压下降，随之辅助电源电压也会下降。这时，为使输出电压保持稳定，控制信号导通时间不断增长，或者关断时间不断变短。输入电压再下降，就会使主品体管的基极驱动电流不足，由于主晶体管的放大系数不大，就会脱离饱和而进入放大区，导通损耗增大，最坏情况时、晶体管的功耗过大引起过热而遭到损坏。为此，当辅助电源电压降到一定值以下时自动停止工作，从而起到保护作用。
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5. 单端隔离式DC/DC正激变换器的设计实例
5.1设计实例
设计一个用于输入为24V ，输出为280V ，额定功率为500W 的正激变换器的高频开关电源变压器。
参数为：磁芯规格EFD20，磁芯材料为TDK 的EE 型磁芯，高频脉冲变压器的绕组分别为N P ＝4，N S ＝36，原边采用5组并绕，副边采用2组并绕。
5.2 功率器件的选择
本系统的主电路见图3.1，在设计图3.1中隔直与激磁能量回收电容C 4时，由于C 4工作在高频下，只可选择比ESR 小的CBB 类电容。C 4稳态工作时，主要有下两个过程：一是在MOSFET 导通下，变换器在向负载传递能量时，C4借助变压器副边电流，转移激磁能量到输出回路上去；另一过程就是在MOSFET 关断下，接收脉冲变压器反激回来的激磁能量。从各电容上能量变换的过程来看，C 4的数值选择应按以下原则确定：C4与图3.1的缓冲电容C 2、C3、C6相比较，C4至少应比它们大两个数量级，C4上的电压在电路稳态过程中基本维持恒定，保证脉冲变压器在反激期间有足够的反激电压；C4与输出滤波电容比较，应比C 5小两个数量级，以符合激磁能量只占变压器传递到负载能量很小的比例的原则。实际中，C4为1uF/250V、C2与C 6为150pF/1kV、C 3为1500pF/1kV、C5为两个100uF/450V的电解电容并联、C1为2200uF/50V的三个电解电容并联、C0为0.1uF/50V、C7为0.1uF/1kV高频特性好的瓷片电容。
设C 4上的电压U C4稳态时基本不变，则由伏-秒平衡原理可得：
U i DT s ＋(Ui －U C4)(1－D) Ts ＝0 (5.1)
从而可得：
U c4＝U i ／（1－D ） (5.2)
设占空比D 以0.7计算，如U i ＝24V ，则可得到U C4≈70V ，故C 4的电压耐量取250V。C2、C3、C6取电压耐量为1000V 的瓷片电容。
小容量系统中，因为MOSFET 具有较低的通态压降和较高的开关频率等优点而被广泛使用。本系统中，主功率器件MOSFET 的电压耐量与电容C 4相同，实际中取100V，
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从降低MOSFET 运行电流以减少器件的应力，提高产品的可靠性角度出发，主功率器件为两个电流耐量70A、耐压100V 的MOSFET 并联而成。
图3.1中的二极管D 1的电压耐量在100V 左右，选用反向恢复时间短、功率损耗小的肖特基势垒二极管SRJ306，为增加电压耐量，实际装置中为两个二极管串联，并具有均压措施。整流管D 2选择为3A/1200V的超快恢复二极管。
5.3 高频变压器的设计
本系统的高频变压器部分可以选用图3.1中的相应部分。在图3.1中，高频脉冲变压器是变换器的关键元件，以下我们通过前面的设计方法得到它的高频变压器的各项参数。
磁芯材料选择TDK 的EE 型磁芯。在知道磁芯的技术参数下，按下式确定变压器原边绕组匝数：
N P =[(Ui ×DT S ) ／B m ×Ae] ×108 (5.3) 式中，B m ——磁芯最大工作磁密，为10-4 T; T s ——变换器工作周期；A e ——磁芯有效截面积，U i ——变压器原边输入电压；D——变换器工作占空比；
变压器副边绕组匝数在忽略绕组漏感与输出电压纹波下，可按下经验公式确定：
N S =NP ／U i (UO ＋U ON －U i ／(1－D max ) (5.4)
式中，U i ——变压器原边输入电压；D max ——变换器最大工作占空比；U ON ——高频整流二极管的通态压降；U O ——变换器输出直流电压；
由设计变压器的AP 法知道，变换器的设计功率容量与磁芯截面积A e 、变压器的窗口面积A c 、变换器的频率f、磁芯最大工作磁密B m 成正比。电路采用较高的工作频率与较好的磁芯材料有助于减小电源体积，实际中应依据绕组的电流密度、磁通工作点等实际参数来选择磁芯与导线。制作高频脉冲变压器时，原、副边绕组均用多股漆包线并绕，以降低集肤效应的影响。
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结 论
随着现代电力电子技术和计算机等技术更加高速的发展， 单端正激DC/DC变换 器不仅在家用电器、空间技术、计算机、通讯、舰船设备中运用越来越多，还将在其 他相关领域占据了越来越多的市场份额，应用范围会变的更加广泛。
本文设计了单端隔离式DC/DC正激变换器的控制电路。该系统可以实现从低压到 高压的电压变换。系统的控制核心使用了TL494芯片，这个芯片的功能强，工作频率高，通过外扩简单的硬件电路即可实现输出电压电流的双闭环控制，有利于系统控制电路的顺利运行和实验目标的实现。
通过本次毕业设计，我的收获很大，感触也很多。首先，通过做这个课题，使我对自己以往所学的专业课知识有了一个全面的认识，更深层次的了解了自动化专业毕业生所应具备的基本能力和素质。其次，我还认识了一个非常有用的器件—TL494，对它的功能有了基本的了解，此外，我还学习到了如何设计高频变压器，这是一个很重要的知识，对我以后的工作和学习都会有很大的帮助。当然在这段日子里感触也颇多，作为工科的毕业生，光有理论知识是远远不够的，必须在实践中运用自己所学的知识，才会真正了解自己到底学了什么，还有哪些欠缺，该怎么弥补。我想这次毕业设计对我的影响和帮助是难以估量的，它会在以后的学习和工作中逐渐体现出来。我会牢牢记住这次毕业设计中学到的东西，争取为以后的工作打下良好的基础。
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致 谢
在整个毕业设计期间，我一直得到郑诗程老师的悉心指导，他总是详细的解答我提出的每一个问题，不厌其烦的纠正我在设计过程中出现的每一个错误；郑老师每周都对我进行辅导，对我论文的撰写和修改提出了许多宝贵而中肯的意见，不仅使我顺利完成论文，同时也进一步加深了我对所学的专业课知识的理解，增强了我对以后学习和工作的信心，在此我要向郑老师致以最诚挚的谢意和最深厚的敬意！
此外，研究生刘小丽、刘伟两位学长以及王魁、余永健、程鹏等同学在这期间也给予了我不少帮助，在此一并表示衷心的感谢！
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参 考 文 献
1. 开关电源的原理与设计；张占松，蔡宣三编著，电子工业出版社。 2. 现代高频开关电源实用技术；刘胜利，严仰光编著。
3. 一种新颖的DC/DC变换器的设计与实现；何瑞金，吴庆彪，孙培德，
冯香枝，东华大学学报，2005，1.
4. 一种新的低压大电流DC/DC变换器的研究；王萍，孙栩，宋良瑜，
电力电子技术.2005，1.
5. 林渭勋著. 现代电力电子电路. 北京：浙江大学出版社,2002,7 6. 李序葆、赵永健. 电力电子器件及其应用. 机械工业出版社, 1996.12
7. Banerjee S, Chakroabarty K. Nonlinear modeling and bifurcations in the boost converter. IEEE
Trans circuits system.1998,13(2):252-260.
8. Panov Y,Jovanovic M M. Design and performance evaluation of Low-voltage/high-current DC/DC
on-board modules. IEEE Trans on power electronics,2001,16(1):26-33.