《电力拖动运动控制》复习题
选择题
1. 在无刷直流电动机的自控变频调速系统中，逆变器通常采用（ C ）导通型，当两相导通时，另一相断开。
A.60° B.90° C.120° D.150°
2. 当 0
A. Ud0 > 0 B.Ud0 〈 0 C.整流 D.逆变
3. 在电流断续机械特性计算中，对应于 θ 等于（ D ）的曲线是电流断续区与连续区的分界线。
A.π/6 B.π/3 C.π/2 D.2π/3
4. 直流PWM调速系统以双极式控制方式，调速时， ρ 的可调范围为0~1， –1
A.正转 B.反转 C.停止 D.起动
5. 在双闭环直流调速系统，当ASR不饱和时，转速环( A )，整个系统是一个无静差调速系统，而电流内环表现为电流随动系统。
A.闭环 B.开环 C. 恒值 D．变量
6. 在励磁控制系统中引入电动势调节器 AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持( D )基本不变。
A.转速 B.电压 C.电流 D.电动势
7. 数字控制系统的被测转速由n1变为n2时，引起测量计数值改变了一个字，则测速装置的分辩率定义为Q =n1-n2。要使系统控制精度越高，则（ B ） 。
A.Q越大 B.Q越小 C.n1越大 D.n1越小
8. PI调节器是拖动控制系统中最常用的一种控制器，在微机数字控制系统中，当采样频率足够高时，
可以先按模拟系统的设计方法设计调节器，然后再离散化，就可以得到数字控制器的算法， 这
就是（ D ）调节器的数字化。
A.数字 B.自动 C.离散 D.模拟
9. 根据 Shannon 采样定理，采样频率fsam应不小于信号最高频率fmax的( B )倍。
A. 0.1 B. 2 C. N D. 10
10. 用电动机本身轴上所带转子位置检测器或电动机反电动势波形提供的转子位置信号来控制变压变
频装置换相时刻，这种系统称为（ D ）调速系统
A.交-交变频同步电动机 B.矢量控制 C.他控变频 D.自控变频
11. 为了实现配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在一定角度，即当控制电压 Uc= 0
时，使 αf = αr =( C )，此时Ud0f=Ud0r = 0 ，电机处于停止状态。
A. 180° B. 0° C. 90° D. 45°
12.（ A ）是利用转子磁极位置的检测信号来控制变压变频装置换相，类似于直流电机中电刷和
换向器的作用，因此有时又称作无换向器电机调速，或无刷直流电机调速。
A.自控变频调速 B.他控变频调速 C.降电压调速 D.交流调压器调速
13. 从异步电机的机械特性方程式Te=Pmwm1Rr'=I=w1s'2
r3np2'3npUSRr/s得知，当转速或转Rr'2w1[(Rs+)+w12(Lls+L'
lr)2]s
差率一定时，电磁转矩与定子电压的平方（ Ａ ）。
A.成正比 B.成反比 C.随之增大 D.随之减小
14. 晶闸管有环流可逆调速系统采用( A )配合控制来消除直流平均环流。
A.α =β B.α β D.α≥β 。
15. 在异步电动机变压调速电路，当异步电机等效电路的参数不变时相同的转速下，电磁转矩L与定
子电压V的关系是（ A ）。
A.L与V平方成正比 B.L与V平方成反比 C.L与V成正比 D.L与V成反比
16. 无刷直流电动机实质上是一种特定类型的同步电动机，调速时表面上控制了输入（ A ），实
际上也自动地控制了（ B ）。
A.电压 B.电流 C.频率 D.相位
17. 基频以上恒压变频时的机械特性,当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩（ B ），机
械特性上移，而形状基本（ C ）。
A.增大 B.减小 C.不变 D.改变
18. 常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正.反两组晶闸管可控整流装置（ D ）的可
逆线路。
A.串联 B.并联 C.反串联 D.反并联
19. 异步电机可以看作一个（ D ）的系统，输入量是电压向量和定子输入角频率，输出量是磁链
向量和转子角速度。
A.单输入单输出 B.单输入双输出 C.双输入单输出 D.双输入双输出
20. 为了使电动机旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成若干个小区间 T0 ， T0（ A ），旋转磁场
越接近圆形，但 T0 的缩短受到功率开关器件允许开关频率的制约。
A.越长 B.越短 C.不确定 D.不变
21. 直流电机的转矩与电枢电流（ Ｂ ），控制电流就能控制转矩，因此，把直流双闭环调速系统
转速调节器的输出信号当作电流给定信号，也就是转矩给定信号。
A.成反比 B.成正比 C.无法判定 D.相等
22. 串级调速系统采用工作在（ D ）状态的晶闸管可控整流装置作为产生附加直流电动势的电源。
A.逆变 B.待逆变 C.无源逆变 D.有源逆变
23. 为了防止逆变器逆变颠覆，在电流调节器ACR输出电压为零时，应整定触发脉冲输出相位角为
( C )。
A.β>βmin B.β
24. 转差功率不变型——变频调速方法转差功率很小，而且不随转速变化，效率较高；但在定子电路
中须配备与电动机容量相当的( D )，相比之下，设备成本最高。
A.转子整流器 B.逆变器 C.逆变变压器 D.变压变频器
25. PWM的作用是改变（ A ）来改变个电机的转速。
A.电压与频率 B.电流与频率 C.电压与电流 D.导通角α
26、为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用（ B ） 调节器，构成双
闭环直流调速系统。
A、P B、PI C、PD D、PID
27、 在双闭环直流调速系统中，当饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环（ A ）。
A、开环 B、闭环 C、 恒值 D、变量
28、为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR
中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环
节，所以应该设计成典型 ( B ) 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
A、 I B、 II C、 III D、0
29、采样后得到的离散信号本质上是( A )，还须经过数字量化，即用一组数码（如二进制码）来
逼近离散模拟信号的幅值，将它转换成数字信号，称为数字化。
A、 模拟信号 B、数字信号 C、无信号 D、采样信号
30、 转速反馈通道传递函数为右式：G(s)=nfKα 其中，Kα 为（ D ）存储系数。 TonS+1
A、电流 B、电压 C、转速 D、转速反馈
31、为了实现配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在（ B ）。
A、60° B、90° C、120° D、150°
32、异步电机闭环变压调速系统不同于直流电机闭环变压调速系统的地方是：静特性左右两边都
（ A ）。
Ａ、有极限 Ｂ、无极限 Ｃ、可无限延长 Ｄ、间断
33、 交流异步电机的一部分是传输给转子电路的转差功率，与转差率 s （ B ）。
A、成反比 B、成正比 C、无关 D、相同
34、恒值电动势频率比的控制方式的表达式是（ B ）
A、Us/f1 =常值 B、Eg/f1 =常值 C、Us = UsN D、Us = Eg
35、恒Erw1控制的稳态性能（ B ），可以获得和直流电机一样的（ D ）机械特性。
A、最差 B、最好 C、非线性 D、线性
36、如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变
化，叫做（ B ）控制方式。
A、单极性 B、双极性 C、无极性 D、三极性
37、在SVPWM控制系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序
必须遵守下述原则：每次切换开关状态时，只切换（ A ）个功率开关器件，以满足最小开关
损耗。
A、一 B、二 C、三 D、四
38、对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔
（ C ）时刻就切换一次工作状态（即换相）。
A、π B、π/2 C、π/3 D、π/4
39、 两相同步旋转坐标系的突出特点是，当三相ABC坐标系中的电压和电流是交流正弦波时，变换到
dq坐标系上就成为（ B ）。
A、交流 B、直流 C、交直流 D、恒流
40、 采用SVPWM控制时，逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的SPWM逆变器输出
电压提高了（ A ）。
A、15% B、20% C、50% D、100%
41、对于双馈系统来说，功率变换单元应该由（ B ）构成，以实现功率的双向传递。
A、单向变频器 B、双向变频器 C、单向变换器 D、双向变换器
42、异步电动机串级调速时所能产生的最大转矩比正常接线时减少了（ B ）%。
A、12、5 B、17、3 C、27、3 D、9、7
43、绕线转子异步电动机转子回路串电阻调速时的效率几乎随转速的（ B ）。
A、升高而成比例地减少 B、降低而成比例地减少
C、升高而不成比例地减少 D、降低而不成比例地减少
44、 异步电动机由于励磁的需要，必须从电源吸取滞后的无功电流，空载时功率因数很低。同步电动
机则可通过调节转子的直流励磁电流，改变输入功率因数，可以滞后，也可以超前。当（ B ）
时，电枢铜损最小，可降低变压变频装置的容量。
A、 cosϕ >1、0 B、 cosϕ = 1、0 C 、0
45、对整个串级调速系统来说，它从电网吸收的净有功功率应为 Pin = （ D ） 。
A、P1 B、Pf C、P1 + Pf D、P1 – Pf
46、为了防止逆变器逆变颠覆，在电流调节器ACR输出电压为零时，应整定触发脉冲输出相位角为
( C )。
A、β>βmin B、β
47、 转差功率不变型——变频调速方法转差功率很小，而且不随转速变化，效率较高；但在定子电路
中须配备与电动机容量相当的( D )，相比之下，设备成本最高。
A、 转子整流器 B、 逆变器 C、 逆变变压器 D、 变压变频器
48、采用电力电子装置实现（ A ）协调控制，改变了同步电动机历来只能恒速运行不能调速的工
作模式。 （1分）
A、电压-频率 B、电流-频率 C、电压-相位 D、电流-相位
49、在无刷直流电动机的自控变频调速系统中，逆变器通常采用（ C ）导通型的，当两相导通时，
另一相断开。 （1分）
A、60° B、90° C、120° D、150°
50、用电动机本身轴上所带转子位置检测器或电动机反电动势波形提供的转子位置信号来控制变压变
频装置换相时刻，这种系统称为（ D ） （1分）
A、由交-交变压变频器供电的大型低速同步电动机调速系统 B、矢量控制系统
C、他控变频调速系统 D、自控变频调速系统
填空题
1. 下图中，交流异步电机调速系统特性中a属于（ 恒EgUs控制 ）控制，b属于（恒控w1w1
制 ），c属于（ 恒Er控制 ）
w1
图2－1
2．基于稳态模型的控制策略；在开始研究和应用交流调速时，人们对交流电机的动态模型还不十
分清楚，只能从其( 稳态模型 )出发来探讨调速方法。为了充分利用( 电机铁心 )，希望在调速时保持( 磁通 )不变，应使定子( 感应电动势 )与频率成正比，如果忽略定子电阻，可使定子( 电压 )与频率成正比，于是出现了( 恒压频比 )控制方法。这种方法普遍应用于没有高动态性能要求的节能调速和一般工艺调速中，例如风机、水泵调速。如果对调速性能有一定要求，可采用( 转速闭环 )控制。从异步电机稳态模型可以证明，当( 磁通 ) 恒定时，电磁转矩近似与转差频率成正比，因此控制( 转差频率 )相当于控制转矩。采用转速闭环的转差频率控制，可得到平滑而稳定的调速，获得较高的调速范围。
3、异步电动机的气隙是均匀的，而同步电动机则有( 隐极 与 凸极 )之分，隐极式电机气隙
均匀，凸极式则不均匀，两轴的电感系数不等，造成数学模型上的复杂性。但凸极效应能产生平均转
矩，单靠凸极效应运行的同步电动机称作( 磁阻式 )同步电动机。
4．PWM调制方法（1）(异步)调制（2）(同步)调制（3）(分段同步)调制（4）( 混合)调制。
5. 常用的交流PWM控制技术有：（1）基于( 正弦波对三角波脉宽调制 )的SPWM控制；（2）基
于( 消除指定次数谐波 )的HEPWM控制；（3）基于( 电流滞环跟踪 )的CHPWM控制；（4）( 电压空间矢量控制 )（SVPWM控制），或称（ 磁链轨迹跟踪 ）控制。在以上4种PWM变换器中，前两种是以 ( 输出电压接近正弦波 )为控制目标的，第3种以输出( 正弦波电流 )为控制目标，第4种则以被控电机的( 旋转磁场接近圆形 )为控制目标。
6．交流传动控制的发展脉络；（1） 基于( 稳态 )模型的控制策略，（2）基于( 动态 )模型的控制
策略（3）( 无速度传感器 )的高动态性能调速（4）( 同步电机 )传动系统的控制策略。
7. 在双闭环直流调速系统中,由于在起动过程中转速调节器ASR经历了( 不饱和 ) 、( 饱和 ) 、
( 退饱和 ) 三种情况，整个动态过程就分成I、II、III三个起动阶段。
8. 直流调速系统在正向运行过程，系统状态的整个制动过程可以分为两个主要阶段，其中还有一
些子阶段。主要阶段分为：I（本组逆变）阶段 ；II（他组制动）阶段。
9. 空间电压矢量 PWM 变频调速方式, 对三相逆变器，根据每一相的功率器件开关状态，可构
成一组三位二进制编码，从 000～111 共八种开关方式，根据电机定子绕组的相电压，用矢量图表示，如图2-5(矢量分布图)，所示当开关状态为(000)或(111)时，这时逆变器上半桥或下半桥功率器件( 全部导通 )，定子三相被短接，绕组上的电压为零。六个非零矢量 V1～V6之间依次相差60o相位，三相桥路中每次( 仅改变一个开关 )的运行状态，则相应的电压矢量空间位移60o。如从(110)状态，变为(100)时，则矢量V6顺时针旋转到V4的位置上。由于电机磁链矢量是电压空间向量的时间积分，因此控制电压矢量就可控制( 磁链的轨迹和速率 )。在电压矢量的作用下，磁链轨迹越是接近圆，电机脉动转矩越小，运行性能越好。
图2-5 矢量分布图
判错题
1. 异步电机调速传动种类繁多，以其转差功率的去向来区分有三大类：
（1）转差功率消耗型调速-如降电压调速、绕线电机转子串电阻调速； --------------------------------（ T ）
（2）转差功率回馈型调速-如串级调速、内馈斩波调速、双馈调速； -------------------------------------（ T ）
（3）转差功率不变型调速-如变压变频调速、变极对数调速。----------------------------------------------（ T ）
目前应用最普遍的是笼型转子电机变压变频调速。
同步电机没有转差功率，故其调速只能是转差功率不变型的，只能靠变压变频调速。开关磁阻电机是一种特殊型式的同步电机。-------------------------------------------------------------------------------（ T ）
2．电机控制理论
自70年代提出异步电动机矢量变换控制方法，电力电子(微型计算机)技术的发展为矢量变换控制的实现提供了良好的外部条件。近年来，围绕着矢量变换的缺陷，如系统结构复杂，非线性和电机参数变化影响系统性能等问题，进行了大量的研究。-------------------------------------------------------（ F ）
1985年，出现一种新的控制方法，即异步电动机转差频率（直接转矩）控制系统。除此以外，基于现代控制理论的滑模变结构控制技术、采用微分几何理论的非线性解耦控制、模型参考自适应控制等方法的引入，使系统性能得到了改善。-------------------------------------------------------------------（ F ）
模糊控制，它具有（不）依赖被控对象精确的数学模型、能克服非线性因素的影响、对调节对象的参数变化具有较强的鲁棒性等优点。-------------------------------------------------------------------（ F ）
无速度交流传动系统、永磁电机传动系统以及高速电机及其控制。---------------------------（ F ）
3．电机控制器包括：
专用集成电路IC（ASIC）------------------------------------------------------------------------------（ F ） 现场可编程门阵列（FPGA）可以作为一种解决方案。------------------------------------------（ T ） 借助于硬件描述语言HD（VHDL或Verilog HDL）来对系统进行设计----------------------（ F ） Intel (DSP)器件取代高档单片机。----------- -----------------------------------------------------（ F ）
4．电力电子技术
SCR至今其功率容量已提高了近300(3000)倍。100mm、8000V/4000A的晶闸管。------（ F ） GTR做成的通用型变频器，GTR的开关频率约为20Hz (2kHz)左右，变频器输出的最低工作频率约为3Hz，最高频率120Hz左右。-------------------------------------------------------------------（ F ） 而采用IGBT频率约达500Hz (20kHz)左右，变频器的最低输出频率可达0.5Hz，最高工作频率可达400～500Hz。------------------------------------------------------------------------------------------------（ F ）
功率MOSFET的特点是开关频率高，最高可达几十 (几百)kHz。------------------------------（ F ）
5. 位置随动系统与调速系统的主要区别在于，调速系统的给定量一经设定，即保持恒值， 系统的主要作用是保证稳定和抵抗扰动；而位置随动系统的给定量是随机变化的，要求输出 量准确跟随给定量的变化，系统在保证稳定的基础上，更突出需要快速响应。位置随动系统的反馈是位置环，调速系统的反馈是速度环。--------------------------------------------------------------------------------------------（ T ）
问答题
1． 在电压负反馈单闭环有静差调速系统中，当下列参数发生变化时系统是否有调节作
用，为什么？
（放大器的放大系数 K p ，供电电网电压，电枢电阻 Ra ，电动机励磁电流，电压反馈系数）
答：在电压负反馈单闭环有静差调速系统中，当放大器的放大系数 K p 发生变化时系统有调节作用，再通过反馈控制作用，因为他们的变化最终会影响到转速。电动机励磁电流、电枢电阻 Ra 发生变化时仍然和开环系统一样，因为电枢电阻处于反馈环外。 当供电电网电压发生变化时，系统有调节作用。反馈控制系统服从给定。当电压反馈系数发生变化时，它不能得到反馈控制系统的抑制，反而会增大被调量的误差。反馈控制系统所能抑制的只是被反馈环包围的前向通道上的扰动。
2．参照三相坐标系和两相正交坐标系图，按照磁动势相等的等效原则，三相合成磁动势与两相合成磁动势相等，写出两套绕组磁动势在αβ轴上的投影应相等的表达式。
3． 绘出异步电动机矢量变换及等效直流电动机模型图，并说明。（ 6分 ）
在三相坐标系上的定子交流电流iA、iB、iC，通过3/2变换可以等效成两相静止正交坐标系上的交流电流isα和isβ，再通过与转子磁链同步的旋转变换，可以等效成同步旋转正交坐标系上的直流电流ism和ist。如上所述，以ism和ist为输入的电动机模型就是等效直流电动机模型，见图中点画线右侧。 从图的输入输出端口看进去，输入为A、B、C三相电流，输出为是一台转速ω异步电动机。从内部看，经过3/2变换和旋转变换2s/2r，变成一台以ism和ist为输入、ω为输出的直流电动机。m绕组相当于直流电动机的励磁绕组，ism相当于励磁电流，t绕组相当于电枢绕组，ist相当于与转矩成正比的电枢电流。
4．绘出异步电动机定子 、转子坐标系到旋转正交坐标系的变换图，并叙述其作用。
对图a所示的转子坐标系α´β´作旋转变换（旋转正交坐标系到静止两相正交坐标系的变换），即将α´β´坐标系顺时针旋转θ角，使其与定子αβ坐标系重合，且保持静止，即用静止的两相转子正交绕组等效代替原先转动的两相绕组，如图b。
4． 绘出基于电流跟随控制变频器的矢量控制系统原理结构图，并叙述系统的特点。
忽略变频器可能产生的滞后，认为电流跟随控制的近似传递函数为1，且2/3变换与电动机内部的3/2变换环节相抵消，反旋转变换2r/2s与电动机内部的旋转变换2s/2r相抵消，则图中点画线框内的部分可以用传递函数为1的直线代替，那么，矢量控制系统就相当于直流调速系统了。
6．叙述按转子磁链定向的矢量控制系统的转子磁链的模型的确定，特点 。
按转子磁链定向的矢量控制系统的关键是准确定向，也就是说需要获得转子磁链矢量的空间位置。在构成转子磁链反馈以及转矩控制时，转子磁链幅值也是不可缺少的信息。转子磁链的直接检测比较困难，多采用按模型计算的方法。 利用容易测得的电压、电流或转速等信号，借助于转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与空间位置。 在计算模型中，由于主要实测信号的不同，又分为电流模型和电压模型两种。
根据描述磁链与电流关系的磁链方程来计算转子磁链，所得出的模型叫做电流模型。 在αβ坐标系上计算转子磁链的电流模型 和 在mt坐标系上计算转子磁链的电流模型。
两种计算转子磁链的电流模型都需要实测的电流和转速信号，不论转速高低时都能适用。 受电动机参数变化的影响。电动机温升和频率变化都会影响转子电阻，磁饱和程度将影响电感。 这些影响都将导致磁链幅值与位置信号失真，而反馈信号的失真必然使磁链闭环控制系统的性能降低，这是电流模型的不足之处。
根据电压方程中感应电动势等于磁链变化率的关系，取电动势的积分就可以得到磁链。
在αβ坐标系上计算转子磁链的电压模型 ， 电压模型包含纯积分项，积分的初始值和累积误差都影响计算结果，在低速时，定子电阻压降变化的影响也较大。
电压模型更适合于中、高速范围，而电流模型能适应低速。有时为了提高准确度，把两种模型结合起来。
计算题
1．某闭环调速系统的调速范围是 1500~150r/min，要求系统的静差率 s≤ 2% ，那么系统允许的静态速降是多少？如果开环系统的静态速降是 100r/min, 则闭环系统的开环放大倍数应有多大？
2．在转速、电流双闭环调速系统中，两个调节器 ASR、ACR 均采用 PI 调节器。已知参数：电动机： PN = 3.7kW ,U N = 220V , I N = 20 A, nN = 1000r / min ，电枢回路总电阻R = 1.5
Ω ，设U nm = Uim = U om = 8V ，电枢回路最大电流 Idm = 40 A ，电力电子变换器的放大系数 Ks = 40 。试求：（1）电流反馈系数 β 和转速反馈系数α;2）当电动机在最高速发生堵转时的U d 0 、Ui 、Ui 、U c 值。
3. 有一个闭环系统,其控制对象的传递函数为Wobj(s)=
K110
,要求校正为=
S(TS+1)S(0.02S+1)
典型Ⅱ型系统,在阶跃输入下系统超调量σ≤30%(按线性系统考虑).试决定调节器结构,并选择其参数.
解： 被控对象Wobj(s)=
K1k(τs+1)
要设计成典∏ w(s)=2
S(TS+1)s(TS+1)
为此必须选择（设计成）PI调节器。Wpi(s)=Kpi
τ1s+1
τ1s
下一步决定τ1和kpi值，根据要求σ≤30% 查表2-6/P70
σ=29.8%
k1τ1s+1k1*kpi(τ1s+1)h+1
从 K= 式，求K值, w(s)= *kpi=*2
2h2T2s(TS+1)τ1sτ1s(TS+1)
代入上式：k1=10
k1*kpi
τ1
=
h+1
已知：h=7 T=0.02 已求出τ1=0.14s 22
2hT
kpi=
(h+1)*τ10.14*8
==2.85714=2.86 2222
2k1hT2*10*7*0.02
说明，习题中给出的‘ （参见2-74/P82） ’等是第三版教材中的公式和表，和第四版的公式序号不同。
1024，倍频系数为 4，高频时钟脉冲频率 f0 = 1MHz ，旋转编码 4. 旋转编码器光栅数为
器输出的脉冲个数和高频时钟脉冲个数均采用 16 位计数器，M 法和 T 法测速时间均为 0.01s， 求转速 n=1500r/min 和 n=150r/min 时的测速分辩率和误差率最大值。
5. 有一转速﹑电流双闭环调速系统, 主电路采用三相桥式整流电路,已知电动机参数
为:PN=555kw, UN=750V,IN =760A, nN =375r/min, 电动势参数Ce=1.82v.min/r, 电枢回路总电阻R=0.14Ω, 允许电流过载倍数λ=1.5, 触发整流环节的放大倍数Ks=75, 电磁时间常数
Tl=0.031s, 机电时间常数Tm=0.112s, 电流反馈滤波时间常数Toi=0.002s, 转速反馈滤波时间常数
**
Ton=0.02s。设调节器输入输出电压Unm=Uim=Ucm=10V, 调节器输入电阻R0=40kΩ。
设计指标: 稳态无静差, 电流超调量σi≤5%, 空载起动到额定转速时的转速超调量σn≤10%。
电流调节器已按典型I型系统设计, 并取参数KT=0.5。 (1) 选择转速调节器结构, 并计算其参数；
(2) 计算电流环的截止频率ωci和转速环的截止频率ωcn, 并考虑它们是否合理。
解:选择并计算ASR,必须求出电流相关参数. 依题意ACR已定为典I型.(参见P79)
确定时间常数：1.参见表2-2，三相桥式电路Ts取0.0017s 2.已知：Toi=0.002s
3.T∑i= Ts+Toi=0.0037s
计算ASR参数：因τit=TL TL已知：TL=0.031s KI=
0.5
=135.1s-1 T∑i
Ki=
=
KI*τi*R10V
=0.00877 代入R=0.14 KS=75 β=
760*1.5KS*β
135*0.031*0.14
=0.89
75*0.00877
2.根据求出KI求ASR相关参数；确定时间常数 1. 电流的等效时间常数1/KI（2-66/P80）
1
=2T∑i=2*0.0037S=0.0074S KI
2.TOn=0.02s(给定)
3.T∑n（转速的时间常数） T∑n=
1
+Ton=0.0074S+0.02S=0.0274S kI
选择ASR法为PI调节器，使之为典∏型 计算转速调节器参数： 为保证跟随和抗扰性能，取h=5,则ASR的常数τn为（参见2-74/P82）
τn=hT∑n=5*0.0274s=0.137s
由公式（2-76/P82） Q=
10
=0.0267vmin/r 375
Kn=
(h+1)βCeTm6*0.00877*1.82*0.112
==10.47
2haRT∑n2*5*0.0267*0.14*0.0274
由公式（2-77.78.79/p82） Rn=kn*R0=10.74*4*103=429K 取420K
Cn=
τn
Rn
=
0.137
=0.319μF 取0.33μF 3
429*10
COn=
4TOn4*0.02
==2μF 3R040*10
3.求w∑i和wcn
1.由典I电流公式（2-60/P78）知kI=wci=2. 由（2-33式P68）知 Wcn=kn*τn
1
wci=135.1s-1 2T∑i
kN=
h+16
=22
2hT∑n2*25*0.0274
65*0.0274*6
=21.8s=22s-1 =22
2*5*(0.0274)0.274
Wcn=kn*τn=
4.校验
校验电流环
1.晶闸管整流装置传递函数的近似条件
11==196.1s-1>wci=135.1s-1满足条件 3Ts3*0.0017s
2.忽略反电动势变化对电流动态影响的条件 3
11
=50.9S-1
Tm*TL0.112*0.031S
满足条件
3. 电流时间常数近似处理条件
1111
=*=180.8s-1>wci=135.1s-1 满足条件
3TS*Toi30.0017s*0.002s
#校验速度参数计算条件：已知wcn=22s-1 1. 电流传递函数简化条件为：
1kI1135.1-1
=s=63.67s-1>wcn=22s-1满足计算条件（简化）
3T∑i30.0037
2. 转速时间常数近似处理条件为：
1kI1135.1-1
=S=27.4>wcn=22s-1满足近似条件
3Ton30.02
∆Cmax∆nTI*R
)(λ-z)*N*∑n 题中指出z=0 nN=dN(开环稳态) CbTmCen
4.校退饱和超调量的计算方法计算此题。
σn=2(
查表2-7
760*0.14
0.0274
σn=2*81.2*1.5*1.82*=9.29
3750.112
说明，习题中给出的‘ （参见2-74/P82） ’等是第三版教材中的公式和表，
和第四版的公式序号不同。
6. 有一转速﹑电流双闭环控制的H形双极式PWM直流调速系统, 已知电动机参数为:pN =200W,UN =48V, IN =3.7A, nN =200r/min, 电枢电阻Ra=6.5Ω, 电枢回路总电阻R=8Ω, 允许电流过载倍数λ=2,电势系数Ce=0.12v.min/r, 电磁时间常数Tl=0.015s, 机电时间常数Tm=0.2s, 电流反馈滤波时间常数Toi=0.001s, 转速反馈滤波时间常数Ton=0.005s。 设调节器输入输出电压
**
PWMUnm=Uim=Ucm=10V, 调节器输入电阻R0=40kΩ.已计算出电力晶体管D202的开关频率f=1kHz,
环节的放大倍数Ks=4.8。
试对该系统进行动态参数设计, 设计指标:稳态无静差, 电流超调量σi≤5%；空载起动到额定转速时的转速超调量σn≤20%；过渡过程时间ts≤0.1s。
解；求解步骤分析
1. 确定时间常数
脉宽调制器和PWM变频器的滞后时间常数Tpwm与传递函数的计算 Tpw和Wpwm(s) 电流滤波时间常数Toi 电流环时间常数
2. 选择电流调节器。校典I型设计WACR σi≤5% 3. 选择电流调节器参数， T∑i=TPWM+T0i
从Ti=TL KI*T∑i=0.5 求出kI， 再求ki ki=kI4. 校验近似条件 要求wci≤
τi*R
β*kpwm
1111
， 要求wci≥3， 要求wci≤ 3TpwmTM*TL3TPWM*Toi
5. 计算ACR的电阻和电容
从已求出τi，求Ri， 根据公式（2-63/P78） （2-64/P78）（2-62） ki=
Ri1
τi=Ri*Ci Toi=Ro*Coi 求：Ri.Ci.Coi
4Ro
根据上面的出参数，判定系统的σi
二、转速环的设计
1.确定时间常数 ； 电流环等效时间常数2T∑i， 转速滤波时间常数Ton
T∑n=2T∑i+Ton，根据稳态无静差及其它动态指标要求，按典∏型系统设计转速环 ASR
3.选择ASR参数：kn.τn.kN.h
4.校验近似条件 要求wcn≤
111
要求wcn≤
32T∑i*Ton5Tsi
5计算ASR电阻和电容
4Ton
从Ro求出Rn 求出Cn= Con=
RnRo
6. 校验转速超调量
τn
σn%=
∆Cmax∆nT∑n
*2(λ-z)*nom**
CbTnm
7. 校验过度过程时间 ts=t∂+tv=tz 空载起动到额定转速的过渡过程时间
求解步骤
一、电流环的设计
1. 确定时间常数
*uim10 β===1.35v/A
Idm3.7*2
α=
u*nm10v
==0.05v.min/r nmax200r/min
11==0.001s f1000hz
Ts=
Toi已给出：Toi=0.001s
T∑i=Ts+Toi=0.001s+0.001s=0.002s
1. 选择电流调节器法
根据设计要求σi≤5%，并保证稳态电流无差，可按典I型系统设计电流调节器。选用PI调节器 WACR(s)=Ki
τis+1
τis
TL0.015s==7.5 T∑i0.002s
校查对电流电压的抗干扰性能：
的典I型系统动态抗扰性能指标
2. 选择（计算）电流调节器参数
电流调节器超时间常数τi=TL=0.015s
电流环开环增益：要求τi≤5%时，按表2-2，应取kI*T∑i=0.5 因此kI=
0.50.5
==250s-1 T∑i0.002s
于是，ACR的比例参数 ki=
kIτiR250*0.015*830
===4.6296=4.63 ksβ4.8*1.356.48
也可直接进行第5步
3. 校验近似条件
电流环截止频率：wci=kI=250s-1 变流装置传递函数的近似条件
11==333.3s-1>wci=250s-1满足近似条件 3Ts3*0.001s
忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件（2-54）
3
11
=3=54.8S-1
满足近似条件。
4. 计算ACR调节器电阻和电容器参数值（已知R0=40kΩ）
各电阻和电容值为 Ri=
ki*RO=4.63*40kΩ=185.2k
取整数值Ri=190kΩ
ci=
τi
Ri
=
0.015s
=0.07894μF取0.1μF
190k
coi=
4Toi4*0.001s
==0.1μF 3Ro40*10
按照上述参数，电流环可以达到的动态性能指标为σi=4.3
二、转速环的设计 σn≤20% Ts≤01S
1. 确定时间常数； 电流环等效时间常数
1
， 在上面电流环设计中已取kIT∑i=0.5。则有kI
1
=2T∑i=2*0.002=0.004s， kI
转速滤波时间常数Ton 已给出：Ton=0.005s 转速环时间常数T∑n：按时间常数近似处理取T∑n=
2.选择转速调节器法
按照设计要求。选用PI调节器，其传递函数为：（2-70/P81）wASR(s)=
1
+Ton=0.004s+0.005s=0.009s kI
kn(τns+1)
τn+1
3.计算（选择）转速调节器参数
按跟随性和抗扰性能都较好约法则，取h=5,则ASR的超调是常数为：由（2-75式） τn=hT∑n=5*0.009s=0.045s kN=
h+16-2
==1482s222
2hT∑n2*25*0.009
于是，由式（2-76/P88）可得ASR的比例系数为：
kn=
(h+1)βCeTm6*1.35*0.12*0.20.1944
===5.4
2haRT∑n2*5*0.05*8*0.0090.36
4.检验近似条件
kN
=kNτn=1482*0.045s=66.7s-1 由式（2-33/P68）得转速截止频率为 wcn=w1
电流环传递函数简化条件为：（kI=
0.5
=250s-1） T∑i
1kI1250-1
=s=118s-1>wcn=66.7s-1满足简化条件。
3T∑i30.002
1kI1250-1
=s=74.5>wcn=66.7s-1满足近似条件。
3Ton30.005
转速环时间常数近似处理条件为
5.计算调节器电阻和电容
根据（2-77.78.79/P82）， R0已给定：R0=40kΩ
Rn=knR0=5.4*40kΩ=216k(取220k)
cn=
τn
Rn
=
0.045
=0.208μF(取0.2μF) 3
216*10
4Ton4*0.005con===0.5μF(取0.47μF)
R040*103
6． 校核转速超调量
考虑按退饱和超调量的计算方法计算σn% 按 σn=(
CmaxnbCnT∑n
)*=2(max)(λ-z)N CbnCbn*Tm
IdnR
Ce
设理想空载起动时，负载系数z=0，又nN=
当h=5时，由表2-7查得Cmax/cb=81.2%，代入上式
3.7*8
0.009
σn=2*81.2%*2*0.12*=4.9*81.2%*0.045=17.9%
2000.2
σn=17.9%〈=20% 满足系统要求 7．校验过渡过程时间
空载起动到额定转速的过渡过程时间
ts=t∂+tv=tI=
CeTmnN0.12*0.2*200
==0.081
说明，习题中给出的‘ （参见2-74/P82） ’等是第三版教材中的公式和表，
和第四版的公式序号不同。
《电力拖动运动控制》复习题
选择题
1. 在无刷直流电动机的自控变频调速系统中，逆变器通常采用（ C ）导通型，当两相导通时，另一相断开。
A.60° B.90° C.120° D.150°
2. 当 0
A. Ud0 > 0 B.Ud0 〈 0 C.整流 D.逆变
3. 在电流断续机械特性计算中，对应于 θ 等于（ D ）的曲线是电流断续区与连续区的分界线。
A.π/6 B.π/3 C.π/2 D.2π/3
4. 直流PWM调速系统以双极式控制方式，调速时， ρ 的可调范围为0~1， –1
A.正转 B.反转 C.停止 D.起动
5. 在双闭环直流调速系统，当ASR不饱和时，转速环( A )，整个系统是一个无静差调速系统，而电流内环表现为电流随动系统。
A.闭环 B.开环 C. 恒值 D．变量
6. 在励磁控制系统中引入电动势调节器 AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持( D )基本不变。
A.转速 B.电压 C.电流 D.电动势
7. 数字控制系统的被测转速由n1变为n2时，引起测量计数值改变了一个字，则测速装置的分辩率定义为Q =n1-n2。要使系统控制精度越高，则（ B ） 。
A.Q越大 B.Q越小 C.n1越大 D.n1越小
8. PI调节器是拖动控制系统中最常用的一种控制器，在微机数字控制系统中，当采样频率足够高时，
可以先按模拟系统的设计方法设计调节器，然后再离散化，就可以得到数字控制器的算法， 这
就是（ D ）调节器的数字化。
A.数字 B.自动 C.离散 D.模拟
9. 根据 Shannon 采样定理，采样频率fsam应不小于信号最高频率fmax的( B )倍。
A. 0.1 B. 2 C. N D. 10
10. 用电动机本身轴上所带转子位置检测器或电动机反电动势波形提供的转子位置信号来控制变压变
频装置换相时刻，这种系统称为（ D ）调速系统
A.交-交变频同步电动机 B.矢量控制 C.他控变频 D.自控变频
11. 为了实现配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在一定角度，即当控制电压 Uc= 0
时，使 αf = αr =( C )，此时Ud0f=Ud0r = 0 ，电机处于停止状态。
A. 180° B. 0° C. 90° D. 45°
12.（ A ）是利用转子磁极位置的检测信号来控制变压变频装置换相，类似于直流电机中电刷和
换向器的作用，因此有时又称作无换向器电机调速，或无刷直流电机调速。
A.自控变频调速 B.他控变频调速 C.降电压调速 D.交流调压器调速
13. 从异步电机的机械特性方程式Te=Pmwm1Rr'=I=w1s'2
r3np2'3npUSRr/s得知，当转速或转Rr'2w1[(Rs+)+w12(Lls+L'
lr)2]s
差率一定时，电磁转矩与定子电压的平方（ Ａ ）。
A.成正比 B.成反比 C.随之增大 D.随之减小
14. 晶闸管有环流可逆调速系统采用( A )配合控制来消除直流平均环流。
A.α =β B.α β D.α≥β 。
15. 在异步电动机变压调速电路，当异步电机等效电路的参数不变时相同的转速下，电磁转矩L与定
子电压V的关系是（ A ）。
A.L与V平方成正比 B.L与V平方成反比 C.L与V成正比 D.L与V成反比
16. 无刷直流电动机实质上是一种特定类型的同步电动机，调速时表面上控制了输入（ A ），实
际上也自动地控制了（ B ）。
A.电压 B.电流 C.频率 D.相位
17. 基频以上恒压变频时的机械特性,当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩（ B ），机
械特性上移，而形状基本（ C ）。
A.增大 B.减小 C.不变 D.改变
18. 常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正.反两组晶闸管可控整流装置（ D ）的可
逆线路。
A.串联 B.并联 C.反串联 D.反并联
19. 异步电机可以看作一个（ D ）的系统，输入量是电压向量和定子输入角频率，输出量是磁链
向量和转子角速度。
A.单输入单输出 B.单输入双输出 C.双输入单输出 D.双输入双输出
20. 为了使电动机旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成若干个小区间 T0 ， T0（ A ），旋转磁场
越接近圆形，但 T0 的缩短受到功率开关器件允许开关频率的制约。
A.越长 B.越短 C.不确定 D.不变
21. 直流电机的转矩与电枢电流（ Ｂ ），控制电流就能控制转矩，因此，把直流双闭环调速系统
转速调节器的输出信号当作电流给定信号，也就是转矩给定信号。
A.成反比 B.成正比 C.无法判定 D.相等
22. 串级调速系统采用工作在（ D ）状态的晶闸管可控整流装置作为产生附加直流电动势的电源。
A.逆变 B.待逆变 C.无源逆变 D.有源逆变
23. 为了防止逆变器逆变颠覆，在电流调节器ACR输出电压为零时，应整定触发脉冲输出相位角为
( C )。
A.β>βmin B.β
24. 转差功率不变型——变频调速方法转差功率很小，而且不随转速变化，效率较高；但在定子电路
中须配备与电动机容量相当的( D )，相比之下，设备成本最高。
A.转子整流器 B.逆变器 C.逆变变压器 D.变压变频器
25. PWM的作用是改变（ A ）来改变个电机的转速。
A.电压与频率 B.电流与频率 C.电压与电流 D.导通角α
26、为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用（ B ） 调节器，构成双
闭环直流调速系统。
A、P B、PI C、PD D、PID
27、 在双闭环直流调速系统中，当饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环（ A ）。
A、开环 B、闭环 C、 恒值 D、变量
28、为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR
中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环
节，所以应该设计成典型 ( B ) 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
A、 I B、 II C、 III D、0
29、采样后得到的离散信号本质上是( A )，还须经过数字量化，即用一组数码（如二进制码）来
逼近离散模拟信号的幅值，将它转换成数字信号，称为数字化。
A、 模拟信号 B、数字信号 C、无信号 D、采样信号
30、 转速反馈通道传递函数为右式：G(s)=nfKα 其中，Kα 为（ D ）存储系数。 TonS+1
A、电流 B、电压 C、转速 D、转速反馈
31、为了实现配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在（ B ）。
A、60° B、90° C、120° D、150°
32、异步电机闭环变压调速系统不同于直流电机闭环变压调速系统的地方是：静特性左右两边都
（ A ）。
Ａ、有极限 Ｂ、无极限 Ｃ、可无限延长 Ｄ、间断
33、 交流异步电机的一部分是传输给转子电路的转差功率，与转差率 s （ B ）。
A、成反比 B、成正比 C、无关 D、相同
34、恒值电动势频率比的控制方式的表达式是（ B ）
A、Us/f1 =常值 B、Eg/f1 =常值 C、Us = UsN D、Us = Eg
35、恒Erw1控制的稳态性能（ B ），可以获得和直流电机一样的（ D ）机械特性。
A、最差 B、最好 C、非线性 D、线性
36、如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变
化，叫做（ B ）控制方式。
A、单极性 B、双极性 C、无极性 D、三极性
37、在SVPWM控制系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序
必须遵守下述原则：每次切换开关状态时，只切换（ A ）个功率开关器件，以满足最小开关
损耗。
A、一 B、二 C、三 D、四
38、对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔
（ C ）时刻就切换一次工作状态（即换相）。
A、π B、π/2 C、π/3 D、π/4
39、 两相同步旋转坐标系的突出特点是，当三相ABC坐标系中的电压和电流是交流正弦波时，变换到
dq坐标系上就成为（ B ）。
A、交流 B、直流 C、交直流 D、恒流
40、 采用SVPWM控制时，逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的SPWM逆变器输出
电压提高了（ A ）。
A、15% B、20% C、50% D、100%
41、对于双馈系统来说，功率变换单元应该由（ B ）构成，以实现功率的双向传递。
A、单向变频器 B、双向变频器 C、单向变换器 D、双向变换器
42、异步电动机串级调速时所能产生的最大转矩比正常接线时减少了（ B ）%。
A、12、5 B、17、3 C、27、3 D、9、7
43、绕线转子异步电动机转子回路串电阻调速时的效率几乎随转速的（ B ）。
A、升高而成比例地减少 B、降低而成比例地减少
C、升高而不成比例地减少 D、降低而不成比例地减少
44、 异步电动机由于励磁的需要，必须从电源吸取滞后的无功电流，空载时功率因数很低。同步电动
机则可通过调节转子的直流励磁电流，改变输入功率因数，可以滞后，也可以超前。当（ B ）
时，电枢铜损最小，可降低变压变频装置的容量。
A、 cosϕ >1、0 B、 cosϕ = 1、0 C 、0
45、对整个串级调速系统来说，它从电网吸收的净有功功率应为 Pin = （ D ） 。
A、P1 B、Pf C、P1 + Pf D、P1 – Pf
46、为了防止逆变器逆变颠覆，在电流调节器ACR输出电压为零时，应整定触发脉冲输出相位角为
( C )。
A、β>βmin B、β
47、 转差功率不变型——变频调速方法转差功率很小，而且不随转速变化，效率较高；但在定子电路
中须配备与电动机容量相当的( D )，相比之下，设备成本最高。
A、 转子整流器 B、 逆变器 C、 逆变变压器 D、 变压变频器
48、采用电力电子装置实现（ A ）协调控制，改变了同步电动机历来只能恒速运行不能调速的工
作模式。 （1分）
A、电压-频率 B、电流-频率 C、电压-相位 D、电流-相位
49、在无刷直流电动机的自控变频调速系统中，逆变器通常采用（ C ）导通型的，当两相导通时，
另一相断开。 （1分）
A、60° B、90° C、120° D、150°
50、用电动机本身轴上所带转子位置检测器或电动机反电动势波形提供的转子位置信号来控制变压变
频装置换相时刻，这种系统称为（ D ） （1分）
A、由交-交变压变频器供电的大型低速同步电动机调速系统 B、矢量控制系统
C、他控变频调速系统 D、自控变频调速系统
填空题
1. 下图中，交流异步电机调速系统特性中a属于（ 恒EgUs控制 ）控制，b属于（恒控w1w1
制 ），c属于（ 恒Er控制 ）
w1
图2－1
2．基于稳态模型的控制策略；在开始研究和应用交流调速时，人们对交流电机的动态模型还不十
分清楚，只能从其( 稳态模型 )出发来探讨调速方法。为了充分利用( 电机铁心 )，希望在调速时保持( 磁通 )不变，应使定子( 感应电动势 )与频率成正比，如果忽略定子电阻，可使定子( 电压 )与频率成正比，于是出现了( 恒压频比 )控制方法。这种方法普遍应用于没有高动态性能要求的节能调速和一般工艺调速中，例如风机、水泵调速。如果对调速性能有一定要求，可采用( 转速闭环 )控制。从异步电机稳态模型可以证明，当( 磁通 ) 恒定时，电磁转矩近似与转差频率成正比，因此控制( 转差频率 )相当于控制转矩。采用转速闭环的转差频率控制，可得到平滑而稳定的调速，获得较高的调速范围。
3、异步电动机的气隙是均匀的，而同步电动机则有( 隐极 与 凸极 )之分，隐极式电机气隙
均匀，凸极式则不均匀，两轴的电感系数不等，造成数学模型上的复杂性。但凸极效应能产生平均转
矩，单靠凸极效应运行的同步电动机称作( 磁阻式 )同步电动机。
4．PWM调制方法（1）(异步)调制（2）(同步)调制（3）(分段同步)调制（4）( 混合)调制。
5. 常用的交流PWM控制技术有：（1）基于( 正弦波对三角波脉宽调制 )的SPWM控制；（2）基
于( 消除指定次数谐波 )的HEPWM控制；（3）基于( 电流滞环跟踪 )的CHPWM控制；（4）( 电压空间矢量控制 )（SVPWM控制），或称（ 磁链轨迹跟踪 ）控制。在以上4种PWM变换器中，前两种是以 ( 输出电压接近正弦波 )为控制目标的，第3种以输出( 正弦波电流 )为控制目标，第4种则以被控电机的( 旋转磁场接近圆形 )为控制目标。
6．交流传动控制的发展脉络；（1） 基于( 稳态 )模型的控制策略，（2）基于( 动态 )模型的控制
策略（3）( 无速度传感器 )的高动态性能调速（4）( 同步电机 )传动系统的控制策略。
7. 在双闭环直流调速系统中,由于在起动过程中转速调节器ASR经历了( 不饱和 ) 、( 饱和 ) 、
( 退饱和 ) 三种情况，整个动态过程就分成I、II、III三个起动阶段。
8. 直流调速系统在正向运行过程，系统状态的整个制动过程可以分为两个主要阶段，其中还有一
些子阶段。主要阶段分为：I（本组逆变）阶段 ；II（他组制动）阶段。
9. 空间电压矢量 PWM 变频调速方式, 对三相逆变器，根据每一相的功率器件开关状态，可构
成一组三位二进制编码，从 000～111 共八种开关方式，根据电机定子绕组的相电压，用矢量图表示，如图2-5(矢量分布图)，所示当开关状态为(000)或(111)时，这时逆变器上半桥或下半桥功率器件( 全部导通 )，定子三相被短接，绕组上的电压为零。六个非零矢量 V1～V6之间依次相差60o相位，三相桥路中每次( 仅改变一个开关 )的运行状态，则相应的电压矢量空间位移60o。如从(110)状态，变为(100)时，则矢量V6顺时针旋转到V4的位置上。由于电机磁链矢量是电压空间向量的时间积分，因此控制电压矢量就可控制( 磁链的轨迹和速率 )。在电压矢量的作用下，磁链轨迹越是接近圆，电机脉动转矩越小，运行性能越好。
图2-5 矢量分布图
判错题
1. 异步电机调速传动种类繁多，以其转差功率的去向来区分有三大类：
（1）转差功率消耗型调速-如降电压调速、绕线电机转子串电阻调速； --------------------------------（ T ）
（2）转差功率回馈型调速-如串级调速、内馈斩波调速、双馈调速； -------------------------------------（ T ）
（3）转差功率不变型调速-如变压变频调速、变极对数调速。----------------------------------------------（ T ）
目前应用最普遍的是笼型转子电机变压变频调速。
同步电机没有转差功率，故其调速只能是转差功率不变型的，只能靠变压变频调速。开关磁阻电机是一种特殊型式的同步电机。-------------------------------------------------------------------------------（ T ）
2．电机控制理论
自70年代提出异步电动机矢量变换控制方法，电力电子(微型计算机)技术的发展为矢量变换控制的实现提供了良好的外部条件。近年来，围绕着矢量变换的缺陷，如系统结构复杂，非线性和电机参数变化影响系统性能等问题，进行了大量的研究。-------------------------------------------------------（ F ）
1985年，出现一种新的控制方法，即异步电动机转差频率（直接转矩）控制系统。除此以外，基于现代控制理论的滑模变结构控制技术、采用微分几何理论的非线性解耦控制、模型参考自适应控制等方法的引入，使系统性能得到了改善。-------------------------------------------------------------------（ F ）
模糊控制，它具有（不）依赖被控对象精确的数学模型、能克服非线性因素的影响、对调节对象的参数变化具有较强的鲁棒性等优点。-------------------------------------------------------------------（ F ）
无速度交流传动系统、永磁电机传动系统以及高速电机及其控制。---------------------------（ F ）
3．电机控制器包括：
专用集成电路IC（ASIC）------------------------------------------------------------------------------（ F ） 现场可编程门阵列（FPGA）可以作为一种解决方案。------------------------------------------（ T ） 借助于硬件描述语言HD（VHDL或Verilog HDL）来对系统进行设计----------------------（ F ） Intel (DSP)器件取代高档单片机。----------- -----------------------------------------------------（ F ）
4．电力电子技术
SCR至今其功率容量已提高了近300(3000)倍。100mm、8000V/4000A的晶闸管。------（ F ） GTR做成的通用型变频器，GTR的开关频率约为20Hz (2kHz)左右，变频器输出的最低工作频率约为3Hz，最高频率120Hz左右。-------------------------------------------------------------------（ F ） 而采用IGBT频率约达500Hz (20kHz)左右，变频器的最低输出频率可达0.5Hz，最高工作频率可达400～500Hz。------------------------------------------------------------------------------------------------（ F ）
功率MOSFET的特点是开关频率高，最高可达几十 (几百)kHz。------------------------------（ F ）
5. 位置随动系统与调速系统的主要区别在于，调速系统的给定量一经设定，即保持恒值， 系统的主要作用是保证稳定和抵抗扰动；而位置随动系统的给定量是随机变化的，要求输出 量准确跟随给定量的变化，系统在保证稳定的基础上，更突出需要快速响应。位置随动系统的反馈是位置环，调速系统的反馈是速度环。--------------------------------------------------------------------------------------------（ T ）
问答题
1． 在电压负反馈单闭环有静差调速系统中，当下列参数发生变化时系统是否有调节作
用，为什么？
（放大器的放大系数 K p ，供电电网电压，电枢电阻 Ra ，电动机励磁电流，电压反馈系数）
答：在电压负反馈单闭环有静差调速系统中，当放大器的放大系数 K p 发生变化时系统有调节作用，再通过反馈控制作用，因为他们的变化最终会影响到转速。电动机励磁电流、电枢电阻 Ra 发生变化时仍然和开环系统一样，因为电枢电阻处于反馈环外。 当供电电网电压发生变化时，系统有调节作用。反馈控制系统服从给定。当电压反馈系数发生变化时，它不能得到反馈控制系统的抑制，反而会增大被调量的误差。反馈控制系统所能抑制的只是被反馈环包围的前向通道上的扰动。
2．参照三相坐标系和两相正交坐标系图，按照磁动势相等的等效原则，三相合成磁动势与两相合成磁动势相等，写出两套绕组磁动势在αβ轴上的投影应相等的表达式。
3． 绘出异步电动机矢量变换及等效直流电动机模型图，并说明。（ 6分 ）
在三相坐标系上的定子交流电流iA、iB、iC，通过3/2变换可以等效成两相静止正交坐标系上的交流电流isα和isβ，再通过与转子磁链同步的旋转变换，可以等效成同步旋转正交坐标系上的直流电流ism和ist。如上所述，以ism和ist为输入的电动机模型就是等效直流电动机模型，见图中点画线右侧。 从图的输入输出端口看进去，输入为A、B、C三相电流，输出为是一台转速ω异步电动机。从内部看，经过3/2变换和旋转变换2s/2r，变成一台以ism和ist为输入、ω为输出的直流电动机。m绕组相当于直流电动机的励磁绕组，ism相当于励磁电流，t绕组相当于电枢绕组，ist相当于与转矩成正比的电枢电流。
4．绘出异步电动机定子 、转子坐标系到旋转正交坐标系的变换图，并叙述其作用。
对图a所示的转子坐标系α´β´作旋转变换（旋转正交坐标系到静止两相正交坐标系的变换），即将α´β´坐标系顺时针旋转θ角，使其与定子αβ坐标系重合，且保持静止，即用静止的两相转子正交绕组等效代替原先转动的两相绕组，如图b。
4． 绘出基于电流跟随控制变频器的矢量控制系统原理结构图，并叙述系统的特点。
忽略变频器可能产生的滞后，认为电流跟随控制的近似传递函数为1，且2/3变换与电动机内部的3/2变换环节相抵消，反旋转变换2r/2s与电动机内部的旋转变换2s/2r相抵消，则图中点画线框内的部分可以用传递函数为1的直线代替，那么，矢量控制系统就相当于直流调速系统了。
6．叙述按转子磁链定向的矢量控制系统的转子磁链的模型的确定，特点 。
按转子磁链定向的矢量控制系统的关键是准确定向，也就是说需要获得转子磁链矢量的空间位置。在构成转子磁链反馈以及转矩控制时，转子磁链幅值也是不可缺少的信息。转子磁链的直接检测比较困难，多采用按模型计算的方法。 利用容易测得的电压、电流或转速等信号，借助于转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与空间位置。 在计算模型中，由于主要实测信号的不同，又分为电流模型和电压模型两种。
根据描述磁链与电流关系的磁链方程来计算转子磁链，所得出的模型叫做电流模型。 在αβ坐标系上计算转子磁链的电流模型 和 在mt坐标系上计算转子磁链的电流模型。
两种计算转子磁链的电流模型都需要实测的电流和转速信号，不论转速高低时都能适用。 受电动机参数变化的影响。电动机温升和频率变化都会影响转子电阻，磁饱和程度将影响电感。 这些影响都将导致磁链幅值与位置信号失真，而反馈信号的失真必然使磁链闭环控制系统的性能降低，这是电流模型的不足之处。
根据电压方程中感应电动势等于磁链变化率的关系，取电动势的积分就可以得到磁链。
在αβ坐标系上计算转子磁链的电压模型 ， 电压模型包含纯积分项，积分的初始值和累积误差都影响计算结果，在低速时，定子电阻压降变化的影响也较大。
电压模型更适合于中、高速范围，而电流模型能适应低速。有时为了提高准确度，把两种模型结合起来。
计算题
1．某闭环调速系统的调速范围是 1500~150r/min，要求系统的静差率 s≤ 2% ，那么系统允许的静态速降是多少？如果开环系统的静态速降是 100r/min, 则闭环系统的开环放大倍数应有多大？
2．在转速、电流双闭环调速系统中，两个调节器 ASR、ACR 均采用 PI 调节器。已知参数：电动机： PN = 3.7kW ,U N = 220V , I N = 20 A, nN = 1000r / min ，电枢回路总电阻R = 1.5
Ω ，设U nm = Uim = U om = 8V ，电枢回路最大电流 Idm = 40 A ，电力电子变换器的放大系数 Ks = 40 。试求：（1）电流反馈系数 β 和转速反馈系数α;2）当电动机在最高速发生堵转时的U d 0 、Ui 、Ui 、U c 值。
3. 有一个闭环系统,其控制对象的传递函数为Wobj(s)=
K110
,要求校正为=
S(TS+1)S(0.02S+1)
典型Ⅱ型系统,在阶跃输入下系统超调量σ≤30%(按线性系统考虑).试决定调节器结构,并选择其参数.
解： 被控对象Wobj(s)=
K1k(τs+1)
要设计成典∏ w(s)=2
S(TS+1)s(TS+1)
为此必须选择（设计成）PI调节器。Wpi(s)=Kpi
τ1s+1
τ1s
下一步决定τ1和kpi值，根据要求σ≤30% 查表2-6/P70
σ=29.8%
k1τ1s+1k1*kpi(τ1s+1)h+1
从 K= 式，求K值, w(s)= *kpi=*2
2h2T2s(TS+1)τ1sτ1s(TS+1)
代入上式：k1=10
k1*kpi
τ1
=
h+1
已知：h=7 T=0.02 已求出τ1=0.14s 22
2hT
kpi=
(h+1)*τ10.14*8
==2.85714=2.86 2222
2k1hT2*10*7*0.02
说明，习题中给出的‘ （参见2-74/P82） ’等是第三版教材中的公式和表，和第四版的公式序号不同。
1024，倍频系数为 4，高频时钟脉冲频率 f0 = 1MHz ，旋转编码 4. 旋转编码器光栅数为
器输出的脉冲个数和高频时钟脉冲个数均采用 16 位计数器，M 法和 T 法测速时间均为 0.01s， 求转速 n=1500r/min 和 n=150r/min 时的测速分辩率和误差率最大值。
5. 有一转速﹑电流双闭环调速系统, 主电路采用三相桥式整流电路,已知电动机参数
为:PN=555kw, UN=750V,IN =760A, nN =375r/min, 电动势参数Ce=1.82v.min/r, 电枢回路总电阻R=0.14Ω, 允许电流过载倍数λ=1.5, 触发整流环节的放大倍数Ks=75, 电磁时间常数
Tl=0.031s, 机电时间常数Tm=0.112s, 电流反馈滤波时间常数Toi=0.002s, 转速反馈滤波时间常数
**
Ton=0.02s。设调节器输入输出电压Unm=Uim=Ucm=10V, 调节器输入电阻R0=40kΩ。
设计指标: 稳态无静差, 电流超调量σi≤5%, 空载起动到额定转速时的转速超调量σn≤10%。
电流调节器已按典型I型系统设计, 并取参数KT=0.5。 (1) 选择转速调节器结构, 并计算其参数；
(2) 计算电流环的截止频率ωci和转速环的截止频率ωcn, 并考虑它们是否合理。
解:选择并计算ASR,必须求出电流相关参数. 依题意ACR已定为典I型.(参见P79)
确定时间常数：1.参见表2-2，三相桥式电路Ts取0.0017s 2.已知：Toi=0.002s
3.T∑i= Ts+Toi=0.0037s
计算ASR参数：因τit=TL TL已知：TL=0.031s KI=
0.5
=135.1s-1 T∑i
Ki=
=
KI*τi*R10V
=0.00877 代入R=0.14 KS=75 β=
760*1.5KS*β
135*0.031*0.14
=0.89
75*0.00877
2.根据求出KI求ASR相关参数；确定时间常数 1. 电流的等效时间常数1/KI（2-66/P80）
1
=2T∑i=2*0.0037S=0.0074S KI
2.TOn=0.02s(给定)
3.T∑n（转速的时间常数） T∑n=
1
+Ton=0.0074S+0.02S=0.0274S kI
选择ASR法为PI调节器，使之为典∏型 计算转速调节器参数： 为保证跟随和抗扰性能，取h=5,则ASR的常数τn为（参见2-74/P82）
τn=hT∑n=5*0.0274s=0.137s
由公式（2-76/P82） Q=
10
=0.0267vmin/r 375
Kn=
(h+1)βCeTm6*0.00877*1.82*0.112
==10.47
2haRT∑n2*5*0.0267*0.14*0.0274
由公式（2-77.78.79/p82） Rn=kn*R0=10.74*4*103=429K 取420K
Cn=
τn
Rn
=
0.137
=0.319μF 取0.33μF 3
429*10
COn=
4TOn4*0.02
==2μF 3R040*10
3.求w∑i和wcn
1.由典I电流公式（2-60/P78）知kI=wci=2. 由（2-33式P68）知 Wcn=kn*τn
1
wci=135.1s-1 2T∑i
kN=
h+16
=22
2hT∑n2*25*0.0274
65*0.0274*6
=21.8s=22s-1 =22
2*5*(0.0274)0.274
Wcn=kn*τn=
4.校验
校验电流环
1.晶闸管整流装置传递函数的近似条件
11==196.1s-1>wci=135.1s-1满足条件 3Ts3*0.0017s
2.忽略反电动势变化对电流动态影响的条件 3
11
=50.9S-1
Tm*TL0.112*0.031S
满足条件
3. 电流时间常数近似处理条件
1111
=*=180.8s-1>wci=135.1s-1 满足条件
3TS*Toi30.0017s*0.002s
#校验速度参数计算条件：已知wcn=22s-1 1. 电流传递函数简化条件为：
1kI1135.1-1
=s=63.67s-1>wcn=22s-1满足计算条件（简化）
3T∑i30.0037
2. 转速时间常数近似处理条件为：
1kI1135.1-1
=S=27.4>wcn=22s-1满足近似条件
3Ton30.02
∆Cmax∆nTI*R
)(λ-z)*N*∑n 题中指出z=0 nN=dN(开环稳态) CbTmCen
4.校退饱和超调量的计算方法计算此题。
σn=2(
查表2-7
760*0.14
0.0274
σn=2*81.2*1.5*1.82*=9.29
3750.112
说明，习题中给出的‘ （参见2-74/P82） ’等是第三版教材中的公式和表，
和第四版的公式序号不同。
6. 有一转速﹑电流双闭环控制的H形双极式PWM直流调速系统, 已知电动机参数为:pN =200W,UN =48V, IN =3.7A, nN =200r/min, 电枢电阻Ra=6.5Ω, 电枢回路总电阻R=8Ω, 允许电流过载倍数λ=2,电势系数Ce=0.12v.min/r, 电磁时间常数Tl=0.015s, 机电时间常数Tm=0.2s, 电流反馈滤波时间常数Toi=0.001s, 转速反馈滤波时间常数Ton=0.005s。 设调节器输入输出电压
**
PWMUnm=Uim=Ucm=10V, 调节器输入电阻R0=40kΩ.已计算出电力晶体管D202的开关频率f=1kHz,
环节的放大倍数Ks=4.8。
试对该系统进行动态参数设计, 设计指标:稳态无静差, 电流超调量σi≤5%；空载起动到额定转速时的转速超调量σn≤20%；过渡过程时间ts≤0.1s。
解；求解步骤分析
1. 确定时间常数
脉宽调制器和PWM变频器的滞后时间常数Tpwm与传递函数的计算 Tpw和Wpwm(s) 电流滤波时间常数Toi 电流环时间常数
2. 选择电流调节器。校典I型设计WACR σi≤5% 3. 选择电流调节器参数， T∑i=TPWM+T0i
从Ti=TL KI*T∑i=0.5 求出kI， 再求ki ki=kI4. 校验近似条件 要求wci≤
τi*R
β*kpwm
1111
， 要求wci≥3， 要求wci≤ 3TpwmTM*TL3TPWM*Toi
5. 计算ACR的电阻和电容
从已求出τi，求Ri， 根据公式（2-63/P78） （2-64/P78）（2-62） ki=
Ri1
τi=Ri*Ci Toi=Ro*Coi 求：Ri.Ci.Coi
4Ro
根据上面的出参数，判定系统的σi
二、转速环的设计
1.确定时间常数 ； 电流环等效时间常数2T∑i， 转速滤波时间常数Ton
T∑n=2T∑i+Ton，根据稳态无静差及其它动态指标要求，按典∏型系统设计转速环 ASR
3.选择ASR参数：kn.τn.kN.h
4.校验近似条件 要求wcn≤
111
要求wcn≤
32T∑i*Ton5Tsi
5计算ASR电阻和电容
4Ton
从Ro求出Rn 求出Cn= Con=
RnRo
6. 校验转速超调量
τn
σn%=
∆Cmax∆nT∑n
*2(λ-z)*nom**
CbTnm
7. 校验过度过程时间 ts=t∂+tv=tz 空载起动到额定转速的过渡过程时间
求解步骤
一、电流环的设计
1. 确定时间常数
*uim10 β===1.35v/A
Idm3.7*2
α=
u*nm10v
==0.05v.min/r nmax200r/min
11==0.001s f1000hz
Ts=
Toi已给出：Toi=0.001s
T∑i=Ts+Toi=0.001s+0.001s=0.002s
1. 选择电流调节器法
根据设计要求σi≤5%，并保证稳态电流无差，可按典I型系统设计电流调节器。选用PI调节器 WACR(s)=Ki
τis+1
τis
TL0.015s==7.5 T∑i0.002s
校查对电流电压的抗干扰性能：
的典I型系统动态抗扰性能指标
2. 选择（计算）电流调节器参数
电流调节器超时间常数τi=TL=0.015s
电流环开环增益：要求τi≤5%时，按表2-2，应取kI*T∑i=0.5 因此kI=
0.50.5
==250s-1 T∑i0.002s
于是，ACR的比例参数 ki=
kIτiR250*0.015*830
===4.6296=4.63 ksβ4.8*1.356.48
也可直接进行第5步
3. 校验近似条件
电流环截止频率：wci=kI=250s-1 变流装置传递函数的近似条件
11==333.3s-1>wci=250s-1满足近似条件 3Ts3*0.001s
忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件（2-54）
3
11
=3=54.8S-1
满足近似条件。
4. 计算ACR调节器电阻和电容器参数值（已知R0=40kΩ）
各电阻和电容值为 Ri=
ki*RO=4.63*40kΩ=185.2k
取整数值Ri=190kΩ
ci=
τi
Ri
=
0.015s
=0.07894μF取0.1μF
190k
coi=
4Toi4*0.001s
==0.1μF 3Ro40*10
按照上述参数，电流环可以达到的动态性能指标为σi=4.3
二、转速环的设计 σn≤20% Ts≤01S
1. 确定时间常数； 电流环等效时间常数
1
， 在上面电流环设计中已取kIT∑i=0.5。则有kI
1
=2T∑i=2*0.002=0.004s， kI
转速滤波时间常数Ton 已给出：Ton=0.005s 转速环时间常数T∑n：按时间常数近似处理取T∑n=
2.选择转速调节器法
按照设计要求。选用PI调节器，其传递函数为：（2-70/P81）wASR(s)=
1
+Ton=0.004s+0.005s=0.009s kI
kn(τns+1)
τn+1
3.计算（选择）转速调节器参数
按跟随性和抗扰性能都较好约法则，取h=5,则ASR的超调是常数为：由（2-75式） τn=hT∑n=5*0.009s=0.045s kN=
h+16-2
==1482s222
2hT∑n2*25*0.009
于是，由式（2-76/P88）可得ASR的比例系数为：
kn=
(h+1)βCeTm6*1.35*0.12*0.20.1944
===5.4
2haRT∑n2*5*0.05*8*0.0090.36
4.检验近似条件
kN
=kNτn=1482*0.045s=66.7s-1 由式（2-33/P68）得转速截止频率为 wcn=w1
电流环传递函数简化条件为：（kI=
0.5
=250s-1） T∑i
1kI1250-1
=s=118s-1>wcn=66.7s-1满足简化条件。
3T∑i30.002
1kI1250-1
=s=74.5>wcn=66.7s-1满足近似条件。
3Ton30.005
转速环时间常数近似处理条件为
5.计算调节器电阻和电容
根据（2-77.78.79/P82）， R0已给定：R0=40kΩ
Rn=knR0=5.4*40kΩ=216k(取220k)
cn=
τn
Rn
=
0.045
=0.208μF(取0.2μF) 3
216*10
4Ton4*0.005con===0.5μF(取0.47μF)
R040*103
6． 校核转速超调量
考虑按退饱和超调量的计算方法计算σn% 按 σn=(
CmaxnbCnT∑n
)*=2(max)(λ-z)N CbnCbn*Tm
IdnR
Ce
设理想空载起动时，负载系数z=0，又nN=
当h=5时，由表2-7查得Cmax/cb=81.2%，代入上式
3.7*8
0.009
σn=2*81.2%*2*0.12*=4.9*81.2%*0.045=17.9%
2000.2
σn=17.9%〈=20% 满足系统要求 7．校验过渡过程时间
空载起动到额定转速的过渡过程时间
ts=t∂+tv=tI=
CeTmnN0.12*0.2*200
==0.081
说明，习题中给出的‘ （参见2-74/P82） ’等是第三版教材中的公式和表，
和第四版的公式序号不同。