接收机系统设计
接收机设计是一种综合性的挑战，首先要明确设计目的，即设计那一种接收机，不同种类接收机的设计方法是大不相同的。然后根据系统设计的指标要求进行全面分析，寻找出设计重点或难点，即是高灵敏度设计；或是高线性设计；或是大动态范围设计；还是宽频带设计。不同的设计重点有不同的实现方法，根据系统要求的性能指标，首先要确定：
1．
接收机的结构形式，设计系统实现的原理方框图。 确定采样超外差式结构，零中频结构，还是数字IF 结构；确定采样本振频率合成器的类型；确定是一次变频还是多次变频结构，是否用高中频；确定信号的动态范围及接收机的线性度。
2．
接收机功能电路实现及系统线路组成，设计电路图。
本章对一般接收机的设计方法不作详细的讨论，只重点讨论接收机设计中有关高线性度和大动态范围实现的具体方法，这也是本课题实现中的难点所在。
§1.1大动态范围接收机设计方法
接收机动态范围DR （Dynamic Range）, 是指接收机能够接收检测到的信号功率从最小可检测信号MDS 到接收机输入1－dB 压缩点之间的功率变化范围, 是接收机最重要的性能指标之一。第二章对动态范围已经作了详细的论述。通常，一般的接收机都具有60d B ～80d B 的动态范围，现代接收机则对动态范围指标提出相当苛刻的要求，往往超过100dB 。如本项目动态范围指标要求做的大于120d B 。
实现接收机动态范围的功能电路是接收机中的AGC ，自动增益控制电路。AGC 是一个闭环负反馈自动控制系统，是接收机最重要的功能电路之一。接收机的总增益通常分配在各级AGC 电路中，各级AGC 电路级联构成总的增益。在接收微弱信号时，接收机要具有高增益，将微弱信号放大到要求的电平，在接收机靠近发射电台式时，AGC 控制接收机的总增益，使接收机对大信号的增益很小，甚至衰减。接收机动态范围实现的示意图如下图所示。
ou
B )
--4-6-8
-10-120
-5-0
-15-20
输入信号功率
图1-1 接收机动态范围实现
AGC 的一般原理框图如下，是一个直流电压负反馈系统，控制信号代表信道输出幅度检波后的直流值与参考电压之间的误差值，若输
信
图1-2 接收机动态范围实现
入信号幅度变化，则控制信号也随着变化，其作用是使误差减小到最小值。对AGC 环路的要求随输入信号的调制类型不同而不同。通常，AM 信号对AGC 的要求较FM 接收机或脉冲雷达接收机要严格的多。
通常接收机第一级AGC 的输入级的信号动态范围最大，而且第一级AGC 一般要求要具有衰减作用以提高接收机接收大信号的能力。在AGC 电路中必须保证信道放大器工作在线性区域，即小于器件的1－dB 压缩点，否则就会产生失真。
§1.1.1 自动增益控制AGC 原理
§1.1.1.1 线性AGC 原理
AGC 系统从根本上说是一个非线性系统。很难得到描述系统动态特性的非线性动态方程的通解。但是，对于一些系统，可以求得系统的闭环解。对于大多数系统可以根据系统的小信号模型导出近似解。
r
图1-3 线性(以分贝为单位)AGC 系统
上图是一个能用解析法求解的线性AGC 系统。在这个系统中，可变增益放大器VGA 的增益为P ，服从以下的控制律：
P =K 1e +aV (1-1)
C
因此： V o =V i K 1e +aV (1-2)
C
上式中V i 和V o 分别表示输入和输出信号的包络幅度。而对数放大器的增益为：
V 2=a ln V 1 (1-3)
上式中K 2为包络检波器的增益。包络检波器的输出总式正的，因此，对数放大器的输出为实数，即可正可负。于是控制电压为
V c =F (s )(V r -V 2)
=F (s )(V r -ln K 2V o ) (1-3) 上式中，F （s ）为滤波器的传递函数。 因为可变增益放大器服从指数规律，有：
ln V o =aV c +ln K 1V i (1-4) 控制电压为： aV c =ln V o -ln K 1V i (1-5) 即： ln V o [1+aF (s )]=ln V i +aF (s ) V r +ln K 1-aF (s ) ln K 2 (1-6) 对输入信号的响应为：
ln V o [1+aF (s )]=ln V i +aF (s ) V r
(1-7)
因为由对数运算有下式关系：
ln V o =2. 3log
10
V o
(1-8)
所以，可得到下式：
ln V o =令
2. 320
V o =0. 11V 5o （d B ）
(1-9)
e o 和e i 分别表示以分贝为单位的输出和输入，则：
e o =
e i
1+aF (s )
-
8. 7aF (s ) V r 1+aF (s )
(1-10)
因此，只要给出的输入量和输出量以分贝为单位表示，则具体的AGC 电路便可以用线性微分方程来描述。该AGC 系统就可以用如下图所示的线性负反馈系统等效方框图来描述系统。
图1-4 线性(以分贝为单位)AGC 系统等效方框图
上图中，环路的动态特性由滤波器的传递函数F （S ）和可变增益放大器的系数a 来描述。由于环路带宽必须受到限制，使它对存在于输入信号的任何幅度调制不作出响应，所以F （S ）必须使低通滤波器。环路的稳定性取决于滤波器的阶数和环路增益。随着输入幅度的变化
而产生的输出稳态增益为：
∆e o =
∆e i 1+aF (0)
(1-10)
式中F （0）为滤波器的直流增益。应该使增量Δ
e o 随输入幅度的变化
尽可能小。为达到这一目的，应使直流环路增益尽可能大。
如果F （S ）是一个一阶滤波器，且：
F (s ) =
K s /B -1
(1-11)
式中，K 是滤波器的直流增益，B 是滤波器的带宽，那么直流特性为：
∆e o =
∆e i 1+aK
(1-12)
则图3－4所示的线性AGC 系统的总直流输出为：
e o =
e i 1+aK
+
8. 655V r aK 1+aK
(1-13)
8.655V r 。若以分贝为
通常，环路传输aK 远大于1，所以输出
e o 等于
单位，则输出幅度与参考电压V r 成正比。
含有参考电压的AGC 环路，称为延迟AGC 。延迟AGC 并不是指带宽的限制而延迟了增益控制，主要是指AGC 环路包含有参考信号。简单的AGC 环路里不含有参考电压，这在一般低要求的接收机中是常见的，比如普通的收音机。
具有一阶低通滤波器环路的AGC 闭环传递函数为：
s
∆e o =
∆e i 1+aK
∙
s +1
(1-14)
+1
B (1+aK )
对于所有的aK>0的闭环极点总在左半平面，所以这个系统基本是稳定的。闭环系统频率响应的幅频响应图如下图1－5所示。
为了对输入信号幅度变化作出响应，AGC 环路应具有高通滤波器特性，即在高频时，AGC 的作用很小。对于幅度调制信号，角频率ωL 应低于最低调制频率ωM ：
ωL =B (1+aK )
这意味着滤波器带宽要比最低调制频率小得多，其原因是负反馈
增大了闭环带宽。
图1-5 线性A GC 系统的频率响应
如上所述，为了保持输出电平地恒定，应该保持尽可能大的直流环路增益。一种方法是采用积分器作为滤波器，即F （S ）=C/S。理想的积分器对直流的增益为无穷大，因此稳态输出幅度不会随着输入幅度的慢变化而变化。这种滤波器的输出为：
e o (s ) =
e i (s ) s s +aC
+8. 6V r a s +aC
(1-16)
在输入恒定时，稳态输出仍与参考电压成正比，即
lim e o (t ) =
t →∞
8. 6V r C
(1-17)
§1.1.1.2 另一种AGC 模型分析
许AGC 环路不含有对数放大器，因为对数放大器要和指数型可变增益放大器一起应用时才能构成线性AGC 模型。但是对于不含对数放大器的AGC 系统，仍然可以导出其小信号模型。小信号的限制时指：分析系统只对某一特定的工作点附近的微小变化量时正确的。下图3－6是一个AGC 系统的原理方框图模型。在该AGC 系统中，可变增益放大器和检测器是环路中仅有的非线性部件。为了简化分析，而又不失一般性，假定检测器、差动放大器以及在可变增益放大器之后的放大器的增益都为1。
信V o
图3-6 具有两个非线性部件的A GC 系统
基于以上的假设，上图所示的系统可用下图3－7所示的简化模型表示。
图1-7 图3－6所示AGC 系统的简化模型
上图中，V o 和V i
现在指的是包络值，F 为低通滤波器和放大器
组合的与频率有关的传递函数。输出电压的增益P 是V c 的函数。控制电压为：
V c =(V r -V o ) F
V o ＝PV o ，可变增益放大器
(1-18)
输出电压对输入电压的导数为：
dV o dV i
=
d dV i
(PV i ) =P +V i
dP dV c
dP dV i
(1-19)
dV o dV i
由于：
dP dV i
=
dP dV c dV c dV i
=
dP dV c dV o dV c dV o dV i
=(-F )
(1-20)
将式（3－20）代入到式（3－19），可得到：
dV o dV i
(1+FV i
dP dV c
) =P (1-21)
或
dV o o dV i i
=(1+FV i
dP dV c
)
-1
(1-22)
式（1－21）和（1－22）是图1－7所示AGC 环路的小信号微分方程。对于在某一特定控制电压的增量变化，上式是正确的。环路的传输函数为：
L =-F (s ) V i
dP dV c
(1-23)
是输入信号的函数，因此系统一般是非线性的。由于系统的非线性特性，随着输入幅度变化而产生的如图1－5所示的系统暂态性能一般是难以得到的。因为环路传输取决于输入幅度，故而闭环系统的极点也取决于输入幅度，暂态响应的速率也是如此。
如果图1－7所示系统中，AGC 环路含有一个具有线性特性的 P （V c ）＝V c 可变增益放大器和一个作为低通滤波器F （s ）的积分器，且F （s ）＝K /s，从式（3－23）可得：
L =-
K s V i
(1-24)
而输入信号的微小阶跃变化为：
∆V i V i
(s ) =
∆i s
(1-25)
因此，输出电压的归一化变化量为：
∆V o V o
(s ) =
∆i s +KV i
-KV i t
(1-26)
反变换到时域：
∆V o V o
(t ) =∆i e
(1-27)
可以看出环路动态特性时任何取决于输入信号的幅度的。在AGC 系统中，关键时对暂态响应的控制，一般需要更复杂的环路。如果可变增益特性P （V c ）已知，就可以通过选择一个控制电压值作为起始点，来进行环路直流特性的数值计算。
以上讨论的AGC 系统都能提供对输出振幅的连续监测和对可变增益放大器的连续调整。还有许多系统是间歇地监测输出负载的，并在间歇期间调节增益。在其余时间，环路控制是开路的，并且在开路期间增益保持恒定。例如, 电视接收机就是一个用选通门控制的AGC 系统。如果用作AGC 的选通门信号不包含任何调制（例如TV 同步脉冲），则AGC 系统带宽可以做得很宽以提供快速响应，而且不会抑制脉冲之间的调制。现在已经用数据采样技术来分析脉冲型AGC 系统。当AGC 系统有线性模型可以适用时，这种方法具有实用意义。 §1.1.1.3 AGC 系统部件
AGC 系统的设计者应该了解几种可变增益放大器（VGA ）的控制律，以便从中选择。选择的标准包括：频率响应、控制电压的有效范围、以及所需可变增益放大器的工作范围等。增益为控制电压的指数函数的VGA ，比线性控制函数的VGA 有较宽的增益变化范围。模拟乘法器按定义有线性控制律，双栅MOSF ET 增益控制器和PIN 二极管衰减器是呈现指数控制律的许多电路中的常用的两种电路。
图1-8 AGC 系统常用得指数放大器图和环路中常用得对数放大器
双极差动放大器一般用于集成电路中，它得电压增益与集电极偏置电流成正比，因而可以通过调节集电极直流电流来改变增益。上图3－8中左所示得是简化的差动放大器电路，其中晶体管Q 3为一恒流源，Q 3的集电极电流为：
I c =I s e
V R /V T
(1-28)
因此指数放大器的增益（与I c 成正比）是控制电压V R 的指数函数。上图3－7中右所示的电路可供采样对数放大器的AGC 环路作为对数放大器使用。由于运算放大器的同相端接地，因此：
I i =
V i R s
=I c =I s e
V o /V T
(1-29)
输出电压为：
V o =V T ln
V i R s I s
(1-30)
是输入电压的对数函数。
§1.1.2 PIN二极管电调衰减器AGC 设计
用PIN 二极管构成的电调衰减器在通用宽带接收机中经常使用，控制线性度好，适用频段宽，插损小，体积小，成本低，而且是完全阻性线性衰减，与VGA 相比，不受P －1dB 点的制约，因此可以用在接收机RF 前端，提高接收机的抗堵塞能力和大信号接收能力。因此大多数控制电路都采样P IN 管。 §1.1.2.1 PIN 二极管原理极其特性
在两个高参杂的P ＋和N ＋半导体之间夹入一个未参杂的本征层即I 层，就可以构成PIN 二极管，结构和符号如下图1－9所示。P IN 管与
一般的PN 结二极管相似，具有整流
＋
PIN 管结构
＋
特性，但是它的结电容要小一些。因为耗尽层的宽度与P 层或N 层的电阻率（或者参杂浓度）成反比，且P IN 管的参杂浓度较低，所以PIN 管的耗尽层比PN 结二极管宽，因此结电容
PIN 管符合
也就较小。由于PIN 管在方向偏置时 具有低电容，高阻抗特性，可以等效
图1-9 PIN 二极管的结构与符号 未开路，所以在作为控制电路时效果
很好。如开关、阻性衰减器、限幅器、数字移相器及数字调制器等。 PIN 二极管的等效电路如下图1－10所示：
j (v ) 图1-10 PIN 二极管的等效电路与I －V 特性曲线
左图中，正向偏置时，开关指向R j ，反向偏置时，开关指向C j ，如下两种情况：
1． 正向偏置时：上图右中A 点，忽略封装效应L s 和C p ，则可以等
效为：
Z f =R f =R s +R j ≈0 (1-31)
R f =Rs +Rj
即PIN 管正向偏置时与PN 结二极管相似，只
有极小的结电阻，等效为断路。见左图所示。
图1-11 PIN 管正向等效电路
2． 反向偏置时：上图1－10中B 点，忽略封装效应L s 和C p ，则可
以等效为：
Z r = R s - j (1-32) ωC j R s
C j 即反向偏置时等效未开路。等效电路如左图所示。 正向与反向偏置时的典型参数值变化规律如下表所
示：
图1-12 PIN 管反向等效电路
1
表1-1 PIN 管正向偏置时R f 随I o 的变化规律
表1-2 PIN 管反向偏置时电容C j 随偏压的变化规律
可见正偏时，PIN 管基本上时一个线性可控的可变电阻器，且结电容很小，对频率特性的影响很小，在几十兆到几千兆频段上都适用，因此广泛用于大动态范围宽带接收机中。
§3.1.2.2 PIN 二极管电调衰减器
图1-13 PIN 管电调衰减器的几种电路结构
上图1－13中所示为PIN 电调衰减器的几种电路结构，当小信号时，不希望有衰减，则P IN 应该处于完全导通状态，这时候对信号的衰减是电调衰减器的最小衰减量，即电路的插损。一般PIN 管电调衰减器的插损可以做的小于2d B 。当信号增大，在需要进行衰减的信号电平输入时，将AGC 输入设置为临界值，即此时AGC 输入电压与P IN 管的正极电压差为P IN 管的正向导通电压，通常为0.7V 左右，随着信号的增大，同时增大AGC 输入端的电压，使PIN 管的导通程度线性降低，即P IN 管的正向电流线性减少，对信号的衰减器逐渐增加，输出信号的电平因此基本保持恒定。
需要说明的是，AGC 输入的控制电压一般是AGC 反馈系统自动提供的，AGC 电压随着输入信号电平的增大而线性增大，当AGC 输入电压是人为的控制电压时，则称为MGC ，人工增益控制。
一般用作AGC 系统中电调衰减器的PIN 管多数是成对的使用，用多个PIN 管来提高最大衰减量，改善控制线性度。PIN 管可以串联，也可以并联。
通常PIN 管电调衰减器最大衰减量为20～40d B ，取决于P IN 管的数目及构成方式。下图1－14所示的π型结构P IN 管电调衰减器是HP 公司最早提出，且结构多年改进的结构，具有优异的衰减线性度、校大的动态范围和较低的插损。
图1-14 宽频带4－P IN 管π型电调衰减器结构
上图1－14所示的宽带4－P IN 管π型结构电调衰减器有许多优点如下：
1、 双管串联结构大大提高了衰减器的最大衰减量，和上限频率限
制。使衰减器的适应度更高。最大衰减量可以到60dB 以上，且可以工作在100KHz ～3000MHz 频段上。
2、 由于两个PIN 管串联取代了π型结构衰减器中的串联电阻，P IN
管的相位特性消除了通过电调衰减器的信号中的偶次失真分量，且理论上抵消了一半的噪声，这种结构大大减小了失真量和噪声量，具有较高的线性度。
3、 这种结构的衰减器在电路结构上使对称的，因此简化了电路的直
流馈电，直流馈电是电调衰减器的难点之一。
下图是这种π型结构衰减器的主要性能曲线。
图1－15衰减量频率响应 图1－16回退损耗频率响应 图1－17电压控制衰减特性
通过多次实验和电路上的改进，应用在本项目实现中的这种4－PIN 管π型结构衰减器具有相当优异的性能：
1．
2．
3． 插损在工作频段中优于3d B 。 最大衰减量为45d B 。即动态范围为－3dB ～－45d B ，大于40d B 。 控制线性度好，通过调整电路参数，控制灵敏度可以做到0.1～
0.3V/dB 。
§1.1.2.3 PIN 二极管电调衰减器AGC 实现
图1-18 宽频带4－P IN 管π型电调衰减器AGC 实现
上图所示的为由4个PI N 管π型结构电调衰减器衰减器构成的AGC 系统。该结构电路可以工作在0.1MHz ～3000MHz 频段上。可获得优于35d B 的动态范围，若接收机前端电路用这种AGC 电路，最小插损优于3d B 。若许多中RF 放大器的P －1dB 输出压缩点为＋13d Bm ，则在回退10d B 保证线性度的情况下，RF 输入信号功率可以高达＋20dBm 输入。
§1.1.3 VGA可变增益放大器AGC 设计
VGA 可变增益放大器构成的AGC 系统具有结构简单，使用方便，成本低，集成度高，控制线性度好，动态范围大等许多优点，非常适合用在接收机中频AGC 电路中，一级通常就可以获得30d B ～50dB 的动态范围。
§1.1.3.1 VGA 可变增益放大器
过去通常用控制晶体管集电极电流来控制正向传输导纳，因而控制晶体管的增益，来实现放大器的增益可变。但是这种可变增益的晶体管放大器用在AGC 中，其谐振特性往往发生很大的变化，频率特性不理想。随着半导体器件的发展，出现了双栅MOSF ET ，它相当于把两个场效应管结合在一起，这种器件特别适合用作AGC 系统中的可变增益放大器或混频器。双栅MOSF ET 的一个栅极用作RF 信号输入端，另一个栅极作为AGC 控制电压的输入端。由于双栅分别连接，当AGC
电压控制放大器增益时，MOSF ET 放大器的输入－输出阻抗基本不变。
目前在VGA 芯片领域，几乎较为著名的公司都在开发VGA 芯片，性能结构发展非常迅速。比较具有代表性的VGA 结构原理框图如下图3－19所示：
图1-19 可变电阻衰减网络＋高增益放大器实现VGA 原理框图
这种结构由一个可变阻性衰减网络和一个固定增益的放大器相结合，用控制阻性衰减网络的衰减量来实现整体的增益可变。由于阻性衰减时最理想的衰减方式，基本上不受频率的影响，且时线性衰减，输入输出匹配不受影响。用在中频AGC 中非常理想。
如美国著名的IC 芯片制造商AD 公司的VGA 芯片AD603，上图就是其结构原理框图，具有非常优异的性能：
1． 42dB 的大动态范围，且通过改变输出与电阻衰减网络之间的反
馈方式，可以增益方式，增益可为：－11d B ～＋31d B （90MHz 带宽）或－1d B ～＋41d B （30MHz 带宽）或＋9d B ～＋51d B （9MHz 宽带）。
2． 完全线性控制，控制灵敏度为25mV/dB。考增益控制运算放大器
的同相端和反向端之间的电压差来控制阻性衰减网络的衰减量，控制电压差为±0.5V ，共1V 以获得42dB 的动态范围。
3．
4．
控制精度高，典型控制精度为误差±0.5dB 。 低噪声设计，噪声谱密度为1. 3nV /Hz 。
§1.1.2.3 VGA 可变增益放大器AGC 实现
用VGA ，AGC 检波器，直流运放和RC 低通滤波器就可以构成AGC 系统。AGC 检波器对VGA 的输出进行包络检波，输出的电压与VGA 输出信号的包络即调制成正比，经过直流运放放大后，低通滤波器对其滤波，消除交流杂散，而后控制VGA 的增益，实现自动增益控制。
用VGA 构成的AGC 系统的性能主要取决于VGA 的性能，通常VGA 的工作频段不高，一般在几十兆赫兹，这是限制VGA 应用的主要因素，现在各大公司都在向射频VGA 挑战，但是上百兆的VGA 芯片价格非常昂贵。
VGA 构成的AGC 系统还有一个重大的缺陷，就是VGA 芯片本身的P －1dB 压缩点问题，对大信号的处理能力差。一般的VGA 芯片为CMOS 型，其输入功率通常较小，输入P －1d B 压缩点一般为－30dBm ～－30d Bm 之间，因此，既使VGA 可以工作在接收机工作频段中，VGA －AGC 也不能用在RF 前端。但是用在中频AGC 中是非常适合的，一级就可以获得大于40d B 的动态范围，而且控制线性度好，性价比高。 §1.1.3 级联AGC 实现接收机大动态范围
将多级AGC 级联起来就可以展宽接收机得动态范围，但AGC 级联得方式是多种多样得，并且根据不同得接收机类型有不同得考虑。在整体AGC 实现时需要主要考虑：
1． AGC 控制电压是直流电压，RC 低通滤波器的时间常数应该根据
信号的形式来选择。RC 时间常数太大，AGC 控制电压跟不上信号的变化，AGC 就不起作用；RC 时间常数太小，则AGC 控制不太灵敏，会产生反调制，抵消调幅波中的的幅度变化。
2． 增益控制的级数以及在接收机电路中所处的位置，这要根据设计
的要求的不同而重点考虑之处，特别要防止信道中出现饱和。但是第一级高放不宜受控，因为要保证接收机的灵敏度，整机的噪声系数必须控制在一定的范围内，而第一级高放对整机的噪声系数起决定性的作用。选择受控级位置的一般原则是：在不影响最大信噪比，保证接收机灵敏度的前提下受控级应尽量靠前。
3．
设计AGC 环路的增益，保证环路的稳定性。
一般来说，第一级AGC 用该用处理大信号能力强，工作频段高的AGC ，PIN 管结构的AGC 较为合适，来获取大于30d B 的动态范围，第二级可以用VGA 构成的AGC ，也可以用分量器件的AGC ，主要是看输入信号的最大电平是否适合。第三级AGC 一般在IF 级，由于频段较低，可以用VGA －AGC 。通常，三级AGC 级联可以获得大于80d B ，的动态范围，为了保证许多的稳定性，AGC 级联之间一般要加一定的衰减保证在小信号时不自激。如果接收机所接收的RF 信号频段不高，VGA 可以在接收机的RF 段上工作，那么可以在变频前就将信号电平拉平，完成动态范围要求，这样可以保证信号变频前功率处于同一量级，时IF 电路能较好的工作，减少IF 级以及后级电路调试难度，减少问题。但是多级AGC 电路在同一频率上之间级联，会带来一些问题，增加AGC 电路的调试难度。必须保证以下几点要求，这是在本项目经过三次改版，多次反复调试AGC 电路后的一点体会，如下：
1． 第一级AGC 在小信号时的插损必须很小，因为如果在这级AGC
之前没有第一级高放的情况下，这一级AGC 的插损就之间加到整机的噪声系数上，带来的后果时很严重的。因此插损一般必须小于2～4dB 。在设计苛刻的灵敏度的接收机时，这种方案时不可行的，信号是不能直接进入AGC 的。
2． 仔细考虑起控点。一般第一级AGC 要在输出信号电平满足下一
级要求的情况下，完全实现动态范围，这一级对小信号的作用是最关键的。后级AGC 的起控点必须仔细考虑，越后级的AGC 的控制灵敏度应设置的越高。比如信号输入为－110d Bm ～0d Bm ，要满足110d B 的动态范围，第一级PIN －AGC 的动态范围为30dB ，－10～＋20d B ；第二、三级为VGA －AGC ，动态范围分别为40dB ，。第二级为－10～＋30d B ，第三级为0～40d B ，每级输入不能超过－15dBm ，每两级之间加5dB 的衰减量。信号经过第一级AGC 后为：－90～－10dBm ；衰减5d B ：－95～－15d Bm ；经过第二级AGC 后为：－65～－25d Bm ；衰减5d B ：－70～－30dBm ；最后一级AGC 后：0d Bm 2dBm 。这样基本上实现了110dB 的动态范围。AGC 级与级之间加衰减是为了防止小信号时信道自激，因为小信号输入时AGC 对信号没有衰减，每级AGC
中的放大器直接级联经常会自激。以上讨论时基于理论上的，在实际调试中，级联AGC 的调试难度是非常大的，会出现许多意想不到的问题，需要反复调试。如上所述的110d B 的动态范围实现用三级AGC 一般是不够的，实际中，并不是每级的动态范围加起来就能满足总的动态范围，后级AGC 的控制灵敏度一般很难做到所要求的，而且在小信号时，接收机噪声及杂散的影响很大，级联AGC 对小信号的放大量并不是每级AGC 中放大器的增益只和。
3． 慎重考虑信道中每一点处的最大功率值，尤其时在放大器前，要
满足有源器件的P －1d B 压缩点要求，防止信号压缩。因此第一级AGC 中的放大器选择要选压缩点高，线性度好的管子，接收机接收的最大信号到第一级AGC 电路，经过AGC 的最大衰减后的功率必须小于放大器的1d B 压缩点。一般为了保证信道的不失真，要在P －1d B 压缩点处回退6～10d B 。同样以次设置后级有源器件前的最大功率值，这需要在设计电路时就要仔细的考虑，在调试时通过对AGC 起控点的设置来满足此要求。
4． 最后一级AGC 最难实现。因为经过前几级AGC 电路，到最后一
级AGC 时，信号功率一般较高，因此检波后直流值比较大，这要求AGC 控制灵敏度很高才能满足要求，而且前级电路的噪声以及杂散在这一级的影响明显增大，会出现在不需要衰减时，直流运放的输出过大，控制电压大而时衰减量过大。
5． 级联AGC 的调试应从前往后一级一级级联调试，当全部级联后
不满足系统要求时，断开后从后级一级一级往前级联调试，从中不断发现问题的根本所在，找到解决问题的方法。如果时设计中的问题，就需要改版，重新设计电路。
级联AGC 可以用下图1－20所示的方法来设计，确保每一点处的功率值满足压缩点要求，信号功率处于图中最大信号和最小信号两条曲线之间。级联之间的固定衰减量以量级之间放大器不自激为，并且在下一级AGC 最大衰减量不够的情况下将最大信号衰减到下一级AGC 中放大器的P －1dB 以下。
信
出 G 输入 （信号 功率（
）
图1-20 三级A GC 级联系统中信号动态范围图
§1.1.4 提高接收机动态范围其他方法
接收机大信号接收处理能力是接收机的一项重要指标，也是接收机动态范围的上限值，接收机RF 前端电路所能承受的大信号功率一般是有限的，下图1－21所示的结构可以大大提高大信号性能，最大接收机动态范围。
图1-21 提高接收机动态范围的一种结构框图
上图中，如果固定衰减量为30d B ，则可以将接收机的大信号处理能力提高30d B ，同样，接收机动态范围可以提高30d B ，如果原来的动态范围为－110d Bm ～－10d Bm ，采用这种结构加在接收机RF 前端，就可以将动态范围最大为－110d Bm ～＋20d Bm ，工作原理如下：
1． 当输入信号大于－10d Bm 时，两个单刀双掷开关接通到30dB 固
定衰减器，将－10d Bm ～＋20d Bm 之间的信号衰减为－40～－10dBm 的信号。
2． 当输入信号小于－10d Bm 时，两个单刀双掷开关接通到无衰减一
边，信号被接收机直接处理。
这种结构带来的好处不仅仅时提高了接收机的大信号处理能力，而且可以降低AGC 的实现难度。在加入固定衰减的同时，就减小了AGC 的动态范围。这种方法时在本项目第三次改版时使用的，效果非常明显。由于在前两版中，实现120d B 的AGC 非常困难，用四级AGC 级联，总增益130d B ，反复调试都难以满足指标，只能做到110d B ，而且在接收信号频率低端100K Hz 处还有所下降，只能满足100d B ，且信号上限为0d Bm 。采用这种结构后，加入了40d B 的概固定衰减量，将AGC 输入最大信号控制在－30d Bm 以下，则AGC 只需要满足－30d Bm 以下信号的处理，即－120～－30d Bm ，90d B 的动态范围，较原来的容易实现，而总的接收机动态范围则扩展到－120～＋10dBm ，即130dB 。
但采用这种结构的代价时牺牲了一定的灵敏度。由于时加在系统的RF 前端，在小信号时这两个开关的插损直接加到接收机的总噪声系数上面，降低接收机的灵敏度。采用F ET 管的微波开关一般噪声系数比较低，优于1.5dB 。本项目采用的开关片子的插损仅为0.4d B ，加入这种结构使灵敏度仅仅恶化了1d B 。但是低插损的微波F ET 开关通常价格较昂贵。
FET 管微波开关的控制通常为TTL 电平控制，对开关的控制可以在系统控制中单独控制，比如在接收机靠近发射电台时或大信号失真时开启此功能对信号进行衰减。也可以与系统的其他控制一起由程序进行控制。
接收机系统设计
接收机设计是一种综合性的挑战，首先要明确设计目的，即设计那一种接收机，不同种类接收机的设计方法是大不相同的。然后根据系统设计的指标要求进行全面分析，寻找出设计重点或难点，即是高灵敏度设计；或是高线性设计；或是大动态范围设计；还是宽频带设计。不同的设计重点有不同的实现方法，根据系统要求的性能指标，首先要确定：
1．
接收机的结构形式，设计系统实现的原理方框图。 确定采样超外差式结构，零中频结构，还是数字IF 结构；确定采样本振频率合成器的类型；确定是一次变频还是多次变频结构，是否用高中频；确定信号的动态范围及接收机的线性度。
2．
接收机功能电路实现及系统线路组成，设计电路图。
本章对一般接收机的设计方法不作详细的讨论，只重点讨论接收机设计中有关高线性度和大动态范围实现的具体方法，这也是本课题实现中的难点所在。
§1.1大动态范围接收机设计方法
接收机动态范围DR （Dynamic Range）, 是指接收机能够接收检测到的信号功率从最小可检测信号MDS 到接收机输入1－dB 压缩点之间的功率变化范围, 是接收机最重要的性能指标之一。第二章对动态范围已经作了详细的论述。通常，一般的接收机都具有60d B ～80d B 的动态范围，现代接收机则对动态范围指标提出相当苛刻的要求，往往超过100dB 。如本项目动态范围指标要求做的大于120d B 。
实现接收机动态范围的功能电路是接收机中的AGC ，自动增益控制电路。AGC 是一个闭环负反馈自动控制系统，是接收机最重要的功能电路之一。接收机的总增益通常分配在各级AGC 电路中，各级AGC 电路级联构成总的增益。在接收微弱信号时，接收机要具有高增益，将微弱信号放大到要求的电平，在接收机靠近发射电台式时，AGC 控制接收机的总增益，使接收机对大信号的增益很小，甚至衰减。接收机动态范围实现的示意图如下图所示。
ou
B )
--4-6-8
-10-120
-5-0
-15-20
输入信号功率
图1-1 接收机动态范围实现
AGC 的一般原理框图如下，是一个直流电压负反馈系统，控制信号代表信道输出幅度检波后的直流值与参考电压之间的误差值，若输
信
图1-2 接收机动态范围实现
入信号幅度变化，则控制信号也随着变化，其作用是使误差减小到最小值。对AGC 环路的要求随输入信号的调制类型不同而不同。通常，AM 信号对AGC 的要求较FM 接收机或脉冲雷达接收机要严格的多。
通常接收机第一级AGC 的输入级的信号动态范围最大，而且第一级AGC 一般要求要具有衰减作用以提高接收机接收大信号的能力。在AGC 电路中必须保证信道放大器工作在线性区域，即小于器件的1－dB 压缩点，否则就会产生失真。
§1.1.1 自动增益控制AGC 原理
§1.1.1.1 线性AGC 原理
AGC 系统从根本上说是一个非线性系统。很难得到描述系统动态特性的非线性动态方程的通解。但是，对于一些系统，可以求得系统的闭环解。对于大多数系统可以根据系统的小信号模型导出近似解。
r
图1-3 线性(以分贝为单位)AGC 系统
上图是一个能用解析法求解的线性AGC 系统。在这个系统中，可变增益放大器VGA 的增益为P ，服从以下的控制律：
P =K 1e +aV (1-1)
C
因此： V o =V i K 1e +aV (1-2)
C
上式中V i 和V o 分别表示输入和输出信号的包络幅度。而对数放大器的增益为：
V 2=a ln V 1 (1-3)
上式中K 2为包络检波器的增益。包络检波器的输出总式正的，因此，对数放大器的输出为实数，即可正可负。于是控制电压为
V c =F (s )(V r -V 2)
=F (s )(V r -ln K 2V o ) (1-3) 上式中，F （s ）为滤波器的传递函数。 因为可变增益放大器服从指数规律，有：
ln V o =aV c +ln K 1V i (1-4) 控制电压为： aV c =ln V o -ln K 1V i (1-5) 即： ln V o [1+aF (s )]=ln V i +aF (s ) V r +ln K 1-aF (s ) ln K 2 (1-6) 对输入信号的响应为：
ln V o [1+aF (s )]=ln V i +aF (s ) V r
(1-7)
因为由对数运算有下式关系：
ln V o =2. 3log
10
V o
(1-8)
所以，可得到下式：
ln V o =令
2. 320
V o =0. 11V 5o （d B ）
(1-9)
e o 和e i 分别表示以分贝为单位的输出和输入，则：
e o =
e i
1+aF (s )
-
8. 7aF (s ) V r 1+aF (s )
(1-10)
因此，只要给出的输入量和输出量以分贝为单位表示，则具体的AGC 电路便可以用线性微分方程来描述。该AGC 系统就可以用如下图所示的线性负反馈系统等效方框图来描述系统。
图1-4 线性(以分贝为单位)AGC 系统等效方框图
上图中，环路的动态特性由滤波器的传递函数F （S ）和可变增益放大器的系数a 来描述。由于环路带宽必须受到限制，使它对存在于输入信号的任何幅度调制不作出响应，所以F （S ）必须使低通滤波器。环路的稳定性取决于滤波器的阶数和环路增益。随着输入幅度的变化
而产生的输出稳态增益为：
∆e o =
∆e i 1+aF (0)
(1-10)
式中F （0）为滤波器的直流增益。应该使增量Δ
e o 随输入幅度的变化
尽可能小。为达到这一目的，应使直流环路增益尽可能大。
如果F （S ）是一个一阶滤波器，且：
F (s ) =
K s /B -1
(1-11)
式中，K 是滤波器的直流增益，B 是滤波器的带宽，那么直流特性为：
∆e o =
∆e i 1+aK
(1-12)
则图3－4所示的线性AGC 系统的总直流输出为：
e o =
e i 1+aK
+
8. 655V r aK 1+aK
(1-13)
8.655V r 。若以分贝为
通常，环路传输aK 远大于1，所以输出
e o 等于
单位，则输出幅度与参考电压V r 成正比。
含有参考电压的AGC 环路，称为延迟AGC 。延迟AGC 并不是指带宽的限制而延迟了增益控制，主要是指AGC 环路包含有参考信号。简单的AGC 环路里不含有参考电压，这在一般低要求的接收机中是常见的，比如普通的收音机。
具有一阶低通滤波器环路的AGC 闭环传递函数为：
s
∆e o =
∆e i 1+aK
∙
s +1
(1-14)
+1
B (1+aK )
对于所有的aK>0的闭环极点总在左半平面，所以这个系统基本是稳定的。闭环系统频率响应的幅频响应图如下图1－5所示。
为了对输入信号幅度变化作出响应，AGC 环路应具有高通滤波器特性，即在高频时，AGC 的作用很小。对于幅度调制信号，角频率ωL 应低于最低调制频率ωM ：
ωL =B (1+aK )
这意味着滤波器带宽要比最低调制频率小得多，其原因是负反馈
增大了闭环带宽。
图1-5 线性A GC 系统的频率响应
如上所述，为了保持输出电平地恒定，应该保持尽可能大的直流环路增益。一种方法是采用积分器作为滤波器，即F （S ）=C/S。理想的积分器对直流的增益为无穷大，因此稳态输出幅度不会随着输入幅度的慢变化而变化。这种滤波器的输出为：
e o (s ) =
e i (s ) s s +aC
+8. 6V r a s +aC
(1-16)
在输入恒定时，稳态输出仍与参考电压成正比，即
lim e o (t ) =
t →∞
8. 6V r C
(1-17)
§1.1.1.2 另一种AGC 模型分析
许AGC 环路不含有对数放大器，因为对数放大器要和指数型可变增益放大器一起应用时才能构成线性AGC 模型。但是对于不含对数放大器的AGC 系统，仍然可以导出其小信号模型。小信号的限制时指：分析系统只对某一特定的工作点附近的微小变化量时正确的。下图3－6是一个AGC 系统的原理方框图模型。在该AGC 系统中，可变增益放大器和检测器是环路中仅有的非线性部件。为了简化分析，而又不失一般性，假定检测器、差动放大器以及在可变增益放大器之后的放大器的增益都为1。
信V o
图3-6 具有两个非线性部件的A GC 系统
基于以上的假设，上图所示的系统可用下图3－7所示的简化模型表示。
图1-7 图3－6所示AGC 系统的简化模型
上图中，V o 和V i
现在指的是包络值，F 为低通滤波器和放大器
组合的与频率有关的传递函数。输出电压的增益P 是V c 的函数。控制电压为：
V c =(V r -V o ) F
V o ＝PV o ，可变增益放大器
(1-18)
输出电压对输入电压的导数为：
dV o dV i
=
d dV i
(PV i ) =P +V i
dP dV c
dP dV i
(1-19)
dV o dV i
由于：
dP dV i
=
dP dV c dV c dV i
=
dP dV c dV o dV c dV o dV i
=(-F )
(1-20)
将式（3－20）代入到式（3－19），可得到：
dV o dV i
(1+FV i
dP dV c
) =P (1-21)
或
dV o o dV i i
=(1+FV i
dP dV c
)
-1
(1-22)
式（1－21）和（1－22）是图1－7所示AGC 环路的小信号微分方程。对于在某一特定控制电压的增量变化，上式是正确的。环路的传输函数为：
L =-F (s ) V i
dP dV c
(1-23)
是输入信号的函数，因此系统一般是非线性的。由于系统的非线性特性，随着输入幅度变化而产生的如图1－5所示的系统暂态性能一般是难以得到的。因为环路传输取决于输入幅度，故而闭环系统的极点也取决于输入幅度，暂态响应的速率也是如此。
如果图1－7所示系统中，AGC 环路含有一个具有线性特性的 P （V c ）＝V c 可变增益放大器和一个作为低通滤波器F （s ）的积分器，且F （s ）＝K /s，从式（3－23）可得：
L =-
K s V i
(1-24)
而输入信号的微小阶跃变化为：
∆V i V i
(s ) =
∆i s
(1-25)
因此，输出电压的归一化变化量为：
∆V o V o
(s ) =
∆i s +KV i
-KV i t
(1-26)
反变换到时域：
∆V o V o
(t ) =∆i e
(1-27)
可以看出环路动态特性时任何取决于输入信号的幅度的。在AGC 系统中，关键时对暂态响应的控制，一般需要更复杂的环路。如果可变增益特性P （V c ）已知，就可以通过选择一个控制电压值作为起始点，来进行环路直流特性的数值计算。
以上讨论的AGC 系统都能提供对输出振幅的连续监测和对可变增益放大器的连续调整。还有许多系统是间歇地监测输出负载的，并在间歇期间调节增益。在其余时间，环路控制是开路的，并且在开路期间增益保持恒定。例如, 电视接收机就是一个用选通门控制的AGC 系统。如果用作AGC 的选通门信号不包含任何调制（例如TV 同步脉冲），则AGC 系统带宽可以做得很宽以提供快速响应，而且不会抑制脉冲之间的调制。现在已经用数据采样技术来分析脉冲型AGC 系统。当AGC 系统有线性模型可以适用时，这种方法具有实用意义。 §1.1.1.3 AGC 系统部件
AGC 系统的设计者应该了解几种可变增益放大器（VGA ）的控制律，以便从中选择。选择的标准包括：频率响应、控制电压的有效范围、以及所需可变增益放大器的工作范围等。增益为控制电压的指数函数的VGA ，比线性控制函数的VGA 有较宽的增益变化范围。模拟乘法器按定义有线性控制律，双栅MOSF ET 增益控制器和PIN 二极管衰减器是呈现指数控制律的许多电路中的常用的两种电路。
图1-8 AGC 系统常用得指数放大器图和环路中常用得对数放大器
双极差动放大器一般用于集成电路中，它得电压增益与集电极偏置电流成正比，因而可以通过调节集电极直流电流来改变增益。上图3－8中左所示得是简化的差动放大器电路，其中晶体管Q 3为一恒流源，Q 3的集电极电流为：
I c =I s e
V R /V T
(1-28)
因此指数放大器的增益（与I c 成正比）是控制电压V R 的指数函数。上图3－7中右所示的电路可供采样对数放大器的AGC 环路作为对数放大器使用。由于运算放大器的同相端接地，因此：
I i =
V i R s
=I c =I s e
V o /V T
(1-29)
输出电压为：
V o =V T ln
V i R s I s
(1-30)
是输入电压的对数函数。
§1.1.2 PIN二极管电调衰减器AGC 设计
用PIN 二极管构成的电调衰减器在通用宽带接收机中经常使用，控制线性度好，适用频段宽，插损小，体积小，成本低，而且是完全阻性线性衰减，与VGA 相比，不受P －1dB 点的制约，因此可以用在接收机RF 前端，提高接收机的抗堵塞能力和大信号接收能力。因此大多数控制电路都采样P IN 管。 §1.1.2.1 PIN 二极管原理极其特性
在两个高参杂的P ＋和N ＋半导体之间夹入一个未参杂的本征层即I 层，就可以构成PIN 二极管，结构和符号如下图1－9所示。P IN 管与
一般的PN 结二极管相似，具有整流
＋
PIN 管结构
＋
特性，但是它的结电容要小一些。因为耗尽层的宽度与P 层或N 层的电阻率（或者参杂浓度）成反比，且P IN 管的参杂浓度较低，所以PIN 管的耗尽层比PN 结二极管宽，因此结电容
PIN 管符合
也就较小。由于PIN 管在方向偏置时 具有低电容，高阻抗特性，可以等效
图1-9 PIN 二极管的结构与符号 未开路，所以在作为控制电路时效果
很好。如开关、阻性衰减器、限幅器、数字移相器及数字调制器等。 PIN 二极管的等效电路如下图1－10所示：
j (v ) 图1-10 PIN 二极管的等效电路与I －V 特性曲线
左图中，正向偏置时，开关指向R j ，反向偏置时，开关指向C j ，如下两种情况：
1． 正向偏置时：上图右中A 点，忽略封装效应L s 和C p ，则可以等
效为：
Z f =R f =R s +R j ≈0 (1-31)
R f =Rs +Rj
即PIN 管正向偏置时与PN 结二极管相似，只
有极小的结电阻，等效为断路。见左图所示。
图1-11 PIN 管正向等效电路
2． 反向偏置时：上图1－10中B 点，忽略封装效应L s 和C p ，则可
以等效为：
Z r = R s - j (1-32) ωC j R s
C j 即反向偏置时等效未开路。等效电路如左图所示。 正向与反向偏置时的典型参数值变化规律如下表所
示：
图1-12 PIN 管反向等效电路
1
表1-1 PIN 管正向偏置时R f 随I o 的变化规律
表1-2 PIN 管反向偏置时电容C j 随偏压的变化规律
可见正偏时，PIN 管基本上时一个线性可控的可变电阻器，且结电容很小，对频率特性的影响很小，在几十兆到几千兆频段上都适用，因此广泛用于大动态范围宽带接收机中。
§3.1.2.2 PIN 二极管电调衰减器
图1-13 PIN 管电调衰减器的几种电路结构
上图1－13中所示为PIN 电调衰减器的几种电路结构，当小信号时，不希望有衰减，则P IN 应该处于完全导通状态，这时候对信号的衰减是电调衰减器的最小衰减量，即电路的插损。一般PIN 管电调衰减器的插损可以做的小于2d B 。当信号增大，在需要进行衰减的信号电平输入时，将AGC 输入设置为临界值，即此时AGC 输入电压与P IN 管的正极电压差为P IN 管的正向导通电压，通常为0.7V 左右，随着信号的增大，同时增大AGC 输入端的电压，使PIN 管的导通程度线性降低，即P IN 管的正向电流线性减少，对信号的衰减器逐渐增加，输出信号的电平因此基本保持恒定。
需要说明的是，AGC 输入的控制电压一般是AGC 反馈系统自动提供的，AGC 电压随着输入信号电平的增大而线性增大，当AGC 输入电压是人为的控制电压时，则称为MGC ，人工增益控制。
一般用作AGC 系统中电调衰减器的PIN 管多数是成对的使用，用多个PIN 管来提高最大衰减量，改善控制线性度。PIN 管可以串联，也可以并联。
通常PIN 管电调衰减器最大衰减量为20～40d B ，取决于P IN 管的数目及构成方式。下图1－14所示的π型结构P IN 管电调衰减器是HP 公司最早提出，且结构多年改进的结构，具有优异的衰减线性度、校大的动态范围和较低的插损。
图1-14 宽频带4－P IN 管π型电调衰减器结构
上图1－14所示的宽带4－P IN 管π型结构电调衰减器有许多优点如下：
1、 双管串联结构大大提高了衰减器的最大衰减量，和上限频率限
制。使衰减器的适应度更高。最大衰减量可以到60dB 以上，且可以工作在100KHz ～3000MHz 频段上。
2、 由于两个PIN 管串联取代了π型结构衰减器中的串联电阻，P IN
管的相位特性消除了通过电调衰减器的信号中的偶次失真分量，且理论上抵消了一半的噪声，这种结构大大减小了失真量和噪声量，具有较高的线性度。
3、 这种结构的衰减器在电路结构上使对称的，因此简化了电路的直
流馈电，直流馈电是电调衰减器的难点之一。
下图是这种π型结构衰减器的主要性能曲线。
图1－15衰减量频率响应 图1－16回退损耗频率响应 图1－17电压控制衰减特性
通过多次实验和电路上的改进，应用在本项目实现中的这种4－PIN 管π型结构衰减器具有相当优异的性能：
1．
2．
3． 插损在工作频段中优于3d B 。 最大衰减量为45d B 。即动态范围为－3dB ～－45d B ，大于40d B 。 控制线性度好，通过调整电路参数，控制灵敏度可以做到0.1～
0.3V/dB 。
§1.1.2.3 PIN 二极管电调衰减器AGC 实现
图1-18 宽频带4－P IN 管π型电调衰减器AGC 实现
上图所示的为由4个PI N 管π型结构电调衰减器衰减器构成的AGC 系统。该结构电路可以工作在0.1MHz ～3000MHz 频段上。可获得优于35d B 的动态范围，若接收机前端电路用这种AGC 电路，最小插损优于3d B 。若许多中RF 放大器的P －1dB 输出压缩点为＋13d Bm ，则在回退10d B 保证线性度的情况下，RF 输入信号功率可以高达＋20dBm 输入。
§1.1.3 VGA可变增益放大器AGC 设计
VGA 可变增益放大器构成的AGC 系统具有结构简单，使用方便，成本低，集成度高，控制线性度好，动态范围大等许多优点，非常适合用在接收机中频AGC 电路中，一级通常就可以获得30d B ～50dB 的动态范围。
§1.1.3.1 VGA 可变增益放大器
过去通常用控制晶体管集电极电流来控制正向传输导纳，因而控制晶体管的增益，来实现放大器的增益可变。但是这种可变增益的晶体管放大器用在AGC 中，其谐振特性往往发生很大的变化，频率特性不理想。随着半导体器件的发展，出现了双栅MOSF ET ，它相当于把两个场效应管结合在一起，这种器件特别适合用作AGC 系统中的可变增益放大器或混频器。双栅MOSF ET 的一个栅极用作RF 信号输入端，另一个栅极作为AGC 控制电压的输入端。由于双栅分别连接，当AGC
电压控制放大器增益时，MOSF ET 放大器的输入－输出阻抗基本不变。
目前在VGA 芯片领域，几乎较为著名的公司都在开发VGA 芯片，性能结构发展非常迅速。比较具有代表性的VGA 结构原理框图如下图3－19所示：
图1-19 可变电阻衰减网络＋高增益放大器实现VGA 原理框图
这种结构由一个可变阻性衰减网络和一个固定增益的放大器相结合，用控制阻性衰减网络的衰减量来实现整体的增益可变。由于阻性衰减时最理想的衰减方式，基本上不受频率的影响，且时线性衰减，输入输出匹配不受影响。用在中频AGC 中非常理想。
如美国著名的IC 芯片制造商AD 公司的VGA 芯片AD603，上图就是其结构原理框图，具有非常优异的性能：
1． 42dB 的大动态范围，且通过改变输出与电阻衰减网络之间的反
馈方式，可以增益方式，增益可为：－11d B ～＋31d B （90MHz 带宽）或－1d B ～＋41d B （30MHz 带宽）或＋9d B ～＋51d B （9MHz 宽带）。
2． 完全线性控制，控制灵敏度为25mV/dB。考增益控制运算放大器
的同相端和反向端之间的电压差来控制阻性衰减网络的衰减量，控制电压差为±0.5V ，共1V 以获得42dB 的动态范围。
3．
4．
控制精度高，典型控制精度为误差±0.5dB 。 低噪声设计，噪声谱密度为1. 3nV /Hz 。
§1.1.2.3 VGA 可变增益放大器AGC 实现
用VGA ，AGC 检波器，直流运放和RC 低通滤波器就可以构成AGC 系统。AGC 检波器对VGA 的输出进行包络检波，输出的电压与VGA 输出信号的包络即调制成正比，经过直流运放放大后，低通滤波器对其滤波，消除交流杂散，而后控制VGA 的增益，实现自动增益控制。
用VGA 构成的AGC 系统的性能主要取决于VGA 的性能，通常VGA 的工作频段不高，一般在几十兆赫兹，这是限制VGA 应用的主要因素，现在各大公司都在向射频VGA 挑战，但是上百兆的VGA 芯片价格非常昂贵。
VGA 构成的AGC 系统还有一个重大的缺陷，就是VGA 芯片本身的P －1dB 压缩点问题，对大信号的处理能力差。一般的VGA 芯片为CMOS 型，其输入功率通常较小，输入P －1d B 压缩点一般为－30dBm ～－30d Bm 之间，因此，既使VGA 可以工作在接收机工作频段中，VGA －AGC 也不能用在RF 前端。但是用在中频AGC 中是非常适合的，一级就可以获得大于40d B 的动态范围，而且控制线性度好，性价比高。 §1.1.3 级联AGC 实现接收机大动态范围
将多级AGC 级联起来就可以展宽接收机得动态范围，但AGC 级联得方式是多种多样得，并且根据不同得接收机类型有不同得考虑。在整体AGC 实现时需要主要考虑：
1． AGC 控制电压是直流电压，RC 低通滤波器的时间常数应该根据
信号的形式来选择。RC 时间常数太大，AGC 控制电压跟不上信号的变化，AGC 就不起作用；RC 时间常数太小，则AGC 控制不太灵敏，会产生反调制，抵消调幅波中的的幅度变化。
2． 增益控制的级数以及在接收机电路中所处的位置，这要根据设计
的要求的不同而重点考虑之处，特别要防止信道中出现饱和。但是第一级高放不宜受控，因为要保证接收机的灵敏度，整机的噪声系数必须控制在一定的范围内，而第一级高放对整机的噪声系数起决定性的作用。选择受控级位置的一般原则是：在不影响最大信噪比，保证接收机灵敏度的前提下受控级应尽量靠前。
3．
设计AGC 环路的增益，保证环路的稳定性。
一般来说，第一级AGC 用该用处理大信号能力强，工作频段高的AGC ，PIN 管结构的AGC 较为合适，来获取大于30d B 的动态范围，第二级可以用VGA 构成的AGC ，也可以用分量器件的AGC ，主要是看输入信号的最大电平是否适合。第三级AGC 一般在IF 级，由于频段较低，可以用VGA －AGC 。通常，三级AGC 级联可以获得大于80d B ，的动态范围，为了保证许多的稳定性，AGC 级联之间一般要加一定的衰减保证在小信号时不自激。如果接收机所接收的RF 信号频段不高，VGA 可以在接收机的RF 段上工作，那么可以在变频前就将信号电平拉平，完成动态范围要求，这样可以保证信号变频前功率处于同一量级，时IF 电路能较好的工作，减少IF 级以及后级电路调试难度，减少问题。但是多级AGC 电路在同一频率上之间级联，会带来一些问题，增加AGC 电路的调试难度。必须保证以下几点要求，这是在本项目经过三次改版，多次反复调试AGC 电路后的一点体会，如下：
1． 第一级AGC 在小信号时的插损必须很小，因为如果在这级AGC
之前没有第一级高放的情况下，这一级AGC 的插损就之间加到整机的噪声系数上，带来的后果时很严重的。因此插损一般必须小于2～4dB 。在设计苛刻的灵敏度的接收机时，这种方案时不可行的，信号是不能直接进入AGC 的。
2． 仔细考虑起控点。一般第一级AGC 要在输出信号电平满足下一
级要求的情况下，完全实现动态范围，这一级对小信号的作用是最关键的。后级AGC 的起控点必须仔细考虑，越后级的AGC 的控制灵敏度应设置的越高。比如信号输入为－110d Bm ～0d Bm ，要满足110d B 的动态范围，第一级PIN －AGC 的动态范围为30dB ，－10～＋20d B ；第二、三级为VGA －AGC ，动态范围分别为40dB ，。第二级为－10～＋30d B ，第三级为0～40d B ，每级输入不能超过－15dBm ，每两级之间加5dB 的衰减量。信号经过第一级AGC 后为：－90～－10dBm ；衰减5d B ：－95～－15d Bm ；经过第二级AGC 后为：－65～－25d Bm ；衰减5d B ：－70～－30dBm ；最后一级AGC 后：0d Bm 2dBm 。这样基本上实现了110dB 的动态范围。AGC 级与级之间加衰减是为了防止小信号时信道自激，因为小信号输入时AGC 对信号没有衰减，每级AGC
中的放大器直接级联经常会自激。以上讨论时基于理论上的，在实际调试中，级联AGC 的调试难度是非常大的，会出现许多意想不到的问题，需要反复调试。如上所述的110d B 的动态范围实现用三级AGC 一般是不够的，实际中，并不是每级的动态范围加起来就能满足总的动态范围，后级AGC 的控制灵敏度一般很难做到所要求的，而且在小信号时，接收机噪声及杂散的影响很大，级联AGC 对小信号的放大量并不是每级AGC 中放大器的增益只和。
3． 慎重考虑信道中每一点处的最大功率值，尤其时在放大器前，要
满足有源器件的P －1d B 压缩点要求，防止信号压缩。因此第一级AGC 中的放大器选择要选压缩点高，线性度好的管子，接收机接收的最大信号到第一级AGC 电路，经过AGC 的最大衰减后的功率必须小于放大器的1d B 压缩点。一般为了保证信道的不失真，要在P －1d B 压缩点处回退6～10d B 。同样以次设置后级有源器件前的最大功率值，这需要在设计电路时就要仔细的考虑，在调试时通过对AGC 起控点的设置来满足此要求。
4． 最后一级AGC 最难实现。因为经过前几级AGC 电路，到最后一
级AGC 时，信号功率一般较高，因此检波后直流值比较大，这要求AGC 控制灵敏度很高才能满足要求，而且前级电路的噪声以及杂散在这一级的影响明显增大，会出现在不需要衰减时，直流运放的输出过大，控制电压大而时衰减量过大。
5． 级联AGC 的调试应从前往后一级一级级联调试，当全部级联后
不满足系统要求时，断开后从后级一级一级往前级联调试，从中不断发现问题的根本所在，找到解决问题的方法。如果时设计中的问题，就需要改版，重新设计电路。
级联AGC 可以用下图1－20所示的方法来设计，确保每一点处的功率值满足压缩点要求，信号功率处于图中最大信号和最小信号两条曲线之间。级联之间的固定衰减量以量级之间放大器不自激为，并且在下一级AGC 最大衰减量不够的情况下将最大信号衰减到下一级AGC 中放大器的P －1dB 以下。
信
出 G 输入 （信号 功率（
）
图1-20 三级A GC 级联系统中信号动态范围图
§1.1.4 提高接收机动态范围其他方法
接收机大信号接收处理能力是接收机的一项重要指标，也是接收机动态范围的上限值，接收机RF 前端电路所能承受的大信号功率一般是有限的，下图1－21所示的结构可以大大提高大信号性能，最大接收机动态范围。
图1-21 提高接收机动态范围的一种结构框图
上图中，如果固定衰减量为30d B ，则可以将接收机的大信号处理能力提高30d B ，同样，接收机动态范围可以提高30d B ，如果原来的动态范围为－110d Bm ～－10d Bm ，采用这种结构加在接收机RF 前端，就可以将动态范围最大为－110d Bm ～＋20d Bm ，工作原理如下：
1． 当输入信号大于－10d Bm 时，两个单刀双掷开关接通到30dB 固
定衰减器，将－10d Bm ～＋20d Bm 之间的信号衰减为－40～－10dBm 的信号。
2． 当输入信号小于－10d Bm 时，两个单刀双掷开关接通到无衰减一
边，信号被接收机直接处理。
这种结构带来的好处不仅仅时提高了接收机的大信号处理能力，而且可以降低AGC 的实现难度。在加入固定衰减的同时，就减小了AGC 的动态范围。这种方法时在本项目第三次改版时使用的，效果非常明显。由于在前两版中，实现120d B 的AGC 非常困难，用四级AGC 级联，总增益130d B ，反复调试都难以满足指标，只能做到110d B ，而且在接收信号频率低端100K Hz 处还有所下降，只能满足100d B ，且信号上限为0d Bm 。采用这种结构后，加入了40d B 的概固定衰减量，将AGC 输入最大信号控制在－30d Bm 以下，则AGC 只需要满足－30d Bm 以下信号的处理，即－120～－30d Bm ，90d B 的动态范围，较原来的容易实现，而总的接收机动态范围则扩展到－120～＋10dBm ，即130dB 。
但采用这种结构的代价时牺牲了一定的灵敏度。由于时加在系统的RF 前端，在小信号时这两个开关的插损直接加到接收机的总噪声系数上面，降低接收机的灵敏度。采用F ET 管的微波开关一般噪声系数比较低，优于1.5dB 。本项目采用的开关片子的插损仅为0.4d B ，加入这种结构使灵敏度仅仅恶化了1d B 。但是低插损的微波F ET 开关通常价格较昂贵。
FET 管微波开关的控制通常为TTL 电平控制，对开关的控制可以在系统控制中单独控制，比如在接收机靠近发射电台时或大信号失真时开启此功能对信号进行衰减。也可以与系统的其他控制一起由程序进行控制。