简易调频发射机的安装与调试
论文提要
本文阐述的是一种简易调频发射机的安装与调试。该课题综合了在校期间学习的高频电子与通信原理等课程的内容，将理论应用于实践，提高了理论水平和实践能力。本课题的调频发射机满足了发射距离的要求，而且能同时用话筒和线路输入声音信号，进行背景配音。电路还加入了调制监视表头，以便能更好地掌握和使用好发射机，这台发射机能支持一台小型的业余调频广播电台，覆盖范围在500米左右。 正文
本课题综合了高频电子课程中学习的谐振回路、调频电路、功率放大等内容。另外还有集成块LM324的应用，以下将分别对本课题所应用到的内容进行阐述。 串联谐振回路
一、串联谐振回路的参数和特性
在LC 谐振回路中，当信号源与电容和电感以及负载串接，就组成谐振回路。如图2-1所示，其中R L 是负载电阻，r 是电感L 的损耗电阻。
由电路原理知识，可得出串联谐振回路的主要参数表达式。 （一）回路的总阻抗
1⎫⎛
Z =R L +r +j ωL -⎪
ωC ⎝⎭
（二）回路的谐振频率
在某一特定频率ω0时，回路电抗为0，回路总阻抗为最小值，回路电流达到最大值，回路发生谐振。由回路电抗得谐振角频率ω0=1/LC ，谐振频率
f 0=1/2πLC
（三）回路空载品质因数 Q 0=
ω0L
r =
11L
=
ω0Cr r C
回路有载品质因数 Q e =
ω0L
R L +r
（四）空载回路电流
I =
.
U s
1⎫⎛
r +j ωL -⎪
ωC ⎝⎭
.
.
谐振时空载回路电流 I 0=
.
U s
r
（五）单位（归一化）谐振曲线
回路电流幅值与信号电压频率之间的关系曲线称为谐振曲线。串联谐振时，回路阻抗最小，回路电流达到最大值。在空载时，任意频率下的回路电流I 与谐振时回路电流I0之比称为单位（归一化）谐振函数，用N （f ）表示。N(f)曲线称为单位谐振曲线。
N (f ) =
I I 0
. .
=
r 1⎫⎛
r 2+ ωL -⎪
ωC ⎝⎭
2
=
11⎫⎛
ωL -⎪
ωC ⎭1+⎝
r 2
2
=
1
⎛ωω0⎫+Q 02 ω-ω⎪⎪
⎝0⎭
2
=
1
f 0⎫2⎛f ⎪1+Q 0- f f ⎪⎝0⎭
2
定义相对失谐ε=
ε=
f f
-0，当失谐很小，即f 与f 0相差很小时 f 0f
(f +f 0)(f -f 0)2(f -f 0)2∆f f f
-0=≈=
f 0f f 0f f 0f 0
1⎛2∆f
+Q f
⎝0
20
所以 N (f ) =
⎫⎪⎪⎭
2
=
1+Q ε
20
2
（六）回路选择性
有图2-2可看出回路对偏离谐振频率信号的抑制作用，偏离越大N(f)越小。而且回路Q 值大，N(f)曲线就尖锐，回路选频性能就好；回路Q 值小，N(f)曲线就平缓，回路选择性就差。
（七）回路通频带
接收的高频已调波信号不是一个单一的频率，而是包含调制信号在内的一个频带。为了衡量 回路对不同频率信号的通过能力，定义单位谐振曲线N(f)≥ 1√2所对应的频率范围为回路通频带，用BW0.7表示。BW0.7=f2-f1。取
N (f ) =
12
，最终得BW 0. 7=
f 0
Q 0
又上式可知通频带BW0.7与回路值成反比，回路的Q 值又代表回路的选择
性，即回路的通频带和选择性是互相矛盾的两个性能指标。
实际谐振回路Q 值越高，谐振曲线就越尖锐，选择想就越好，而通频带就越窄；如果要增宽频带，就要使Q 值下降，而这样选择性就越差了。
（八）矩形系数
理想谐振回路，其幅频特性曲线应是通频带内平坦，对信号无衰减，其值为1；而在通频带外，任何频率不能通过，其值为0。是高度为1，宽度为BW0.7的矩形。显然，实际谐振回路距理想有差距，为比较实际幅频特性曲线偏离（或接近）理想幅频特性曲线的程度，可用矩形系数这一参数来衡量。
矩形系数Kr0.1定义为单位谐振曲线N(f)值下降到0.1时的频带范围与通频带之比K r 0. 1=
BW 0. 1
BW 0. 7
理想谐振回路Kr0.1=1，实际回路中Kr0.1总是大于1的。其数值越大，表示偏离理想值越大；其值越小，表示偏离越小，显然其值越小越好。
（九）实际单振荡谐振回路的矩形系数 由定义取N (f ) =
1⎛2∆f 1+Q 02 f
⎝0
⎫⎪⎪⎭
2
=
f 1
，可求得BW 0. 1=f 4-f 3=2-10 10Q 0
K r 0. 1=
BW 0. 1
=2-1≈9. 95 BW 0. 7
由此可知，单振荡谐振回路的矩形系数是一个定值，与回路的Q 值和谐振频率无关，其值约为9.95，偏离理想回路值较大，说明单振荡回路的幅频特性不理想，选择性不好。
（十）阻抗特性
谐振时串联回路阻抗最小，且为纯电阻电路，失谐时阻抗变大，当f ＜f0时回路呈容性，当f ＞f0时电路呈感性。 LC 振荡器
LC 振荡器的选频网络是由电感L 和电容C 组成并联谐振电路, 按其反馈方
式, LC 振荡器可分为互感耦合式振荡器、电感反馈式振荡器和电容反馈式振荡器三种类型, 其中后两种通常称为三点式振荡器. LC 振荡器可用来产生几十千赫兹到几百兆赫兹的正弦波信号。
一、 互感耦合振荡器
互感耦合振荡器有三种类型：调集型电路、调基型电路和调发型电路。
它们根据振荡器回路是接在集电极、基极或发射极来区分的. 图1所示是调集型互感耦合振荡器, 图a 是实际电路, 图b 是交流电路。 图中LC 组成谐振回路, L 1是反馈线圈, R b 1、R b 2、
R e 为偏臵电阻。C b 、C e 为
旁路与隔直电容, 起振时
R e 上产生自偏压起稳幅作
用. 由图b 可以看出, 在LC 回路谐振时晶体管集电极负载为纯电阻, 在基极加有信号U b , 集电极输出电
压U c 与U b 反相, 根据图中互感线圈所示同名端位臵, 反馈电压U f 与U c 反相, 故
LC 回路U f 与U b 同相, 为正反馈, 满足起振相为条件. 只要适当选择静态工作点、
.
. .
. .
. .
谐振电阻和反馈线圈的圈数, 起振的振幅条件也很容易满足。
调基型和调发型振荡电路接线时必须注意同名端的位臵以满足自激振当的相为条件. 由于基极结和发射机之间输入阻抗较小, 为避免回路Q 值降低过多, 故在两电路中晶体管与振荡回路间采用部分接入耦合。
调集型电路在高频输出方面比其他两种电路稳定, 而且幅度打, 谐波成分小. 调基型电路振荡频率在较宽的范围内变化时, 振荡幅度比较平稳. 互感耦合振荡器在调整反馈时, 基本不影响振荡频率, 单由于分布电容的影响, 限制可振荡频率的提高, 一般适合较低频段。
二、三点式振荡器 （一）电路组成法则
三点式振荡器是指LC 谐振回路的三个端点与晶体管的三个电极分别相接构成的一种振荡电路，当回路元件损耗电阻很小，可忽略不计时，图2中Z 1、Z 2、Z 3可换成纯电抗X 1、X 2、X 3。显然要产生振荡，必须满足下列条件：
X 1+X 2+X 3=0
另外为满足相位条件，U f 与U 0应反相，
即要求
.
.
U f /U 0
. .
-X 2
X 1
电抗性质应相反。由以上分析可得出以下结论：对三点式振荡器，为满足相位平衡条件，与晶体管发射机相连的两个电抗元件必须为同性，另一个电抗元件为异性，这就是三点式振荡器的相位判断法则。
（二） 电感三点式振荡器（哈特莱电路） 电感三点式振荡器的实际电路如图3所示，图a 式实际电路，图b 式交流等效电路，图c 式开环小信号等效电路。
由图3可见，C 和L 1、L 2构成谐振回路，谐振回路三个端点分别与晶体管的三个电极相连，符合三点式振荡器组成原则，由于反馈信号U f 由电感线圈L 2上取得，故称电感反馈三点式振荡器。
电路的振荡频率可由振荡器相位平衡条件求得，它取决于谐振回路参数，可得
f 0=
1
2π
.
L 1+L 2+2M
式中，L 1、L 2分别为线圈两部分得电感；M 是两部分之间得互感。 起振条件可由图c 所示开环小信号等效电路求得。图中略去晶体管得输出电容个输入电容影响，并设1/g ie >>ω0L 2。当振荡频率不十分高时，略去管子正向传输导纳的相移，y fe 可近似g m 。g T 为考虑晶体管输出电导g oe 影响后回路1、2两端等效谐振电导。由此得增益A (ω0)和反馈系数F (ω0)为
U f U 0g m L +M
F = A ===-2
U i g T U 0L 1+M
因此，振荡起振的振幅条件为
AF =
g m L 2+M L +M
>1 即g m >g T 2
g T L 1+M L 1+M
式中，g m =I EQ /26mV ，I EQ
为振荡器静态工作电流（mA ）。
电感三点式振荡器的优点：一是由于L 1和L 2之间存在互感，起振容易；二是调整会路电容改变振荡频率时，反馈系数不变，不影响振荡幅度。它的主要缺点是：反馈支路为电感，对LC 回路中的高次谐波反馈电压大，振荡器输出波形不好。另外，晶体管极间电容回路回路电感并联，在振荡频率高时，可能改变电抗性质，破坏起振条件不能振荡，所以工作频率没有电容三点式振荡器高。
（三）电容三点式振荡器（考毕兹电路） 图4是电容三点式振荡器典型电路，图b 是交流等效等效，图c 是开环小信号等效电路。
由图4b 可以看出，回路电抗元件性质符合三点式振荡器电路组成原则，故满足起振相位条件。振荡频率为
f 0=
2πL
1C 1C 2C 1+C 2
由图4c 所示小信号交流等效
电路，可求得起振的振幅条件。图中，略去管子正向传输导纳的相移，y fe 可近似认为等于g m ；因晶体管输出电容C oe 和输入电容C ie 均比C 1、C 2小得多，可将它们包括C 1、C 2中。在谐振回路1、2端考虑到g oe 和R c 影响后得等效电导为g T 。并设g ie
A =
U 0g m C
F =-1 =
C 2U i g T g m C 1
>1 g T C 2
由此可得出电容三点式振荡器振幅条件
AF =
因此起振时所需晶体管g m 为
g m >
g T C 2
C 1
式中，g m =I EQ /26mV ，I EQ 为振荡器静态工作电流（mA ）。如果C 1/C 2增大，则F 增大，有利于子振，但它会使C ie 对回路影响增大，回路Q
值因此下降，
等效谐振电导增大，不利于起振。一般取C 1/C 2=0.1~0.5。为保证由一定得稳定振幅值，起振时环路增益一般取3～5。 混频电路
混频就是将高频已调波信号载波变换成另外一个频率，而保持调制规律不变。具有这种功能的电路称混频电路。例如在超外差收音机中，把接收到的外来信号变换为465kHz 的固定中频（低中频），这样能提高收音机的灵敏度和领道选择性。又如在工作频率为2～30MHz 的单边带通信接收中，却把接收到的外来信号变为70MHz 的高中频，这样可以大大减少混频器产生的组合频率干扰和副波道干扰，提高接收机干扰能力。
一、混频器的主要性能指标 （一）混频增益
的高频电压振幅之比，称为混频电压增益，常用分贝表示，即
A uc =20lg
U im
（dB ） U sm
它有电压增益A uc 和混频功率增益A pc 。混频器输出的中频电压振幅与输入
混频功率增益为输出中频信号功率P I 与输入高频信号功率P S 之比，也常用分贝表示，即
A pc =10lg
P I
（dB ） P S
混频增益越大，接收机灵敏度越高，但混频增益太大将使混频干扰增大。 （二）失真与干扰
如果混频器输出中频信号的频谱结构和输入信号频谱结构不同则表示产生了失真。此外，在混频过程中，还产生大量不需要的组合频率成分，形成干扰，影响接收机正常工作。所以，混频器不应工作在非线性过于严重的区域，以既能完成频率变换，又能达到减少各种组合频率干扰为目的。
另外，混频器的主要指标还有选择性、噪声系数等，这里不再一一说明。
二、混频干扰
为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态。混频器输入除了有用信号电压和本振电压外，还有从天线进来的各种干扰信号。它们两两之间都有可能产生组合频率，这些组合频率如果等于或接近中频，将与有用信
号一起通过中频放大器，经解调后在输出端形成干扰，影响有用信号正常接收。下面对几种常见干扰进行讨论。
（一）组合频率干扰
若混频器不满足线路时变频工作条件，这时信号本身谐波分量不可忽略，产生干扰条件是
±pf L ±qf S ≈f I
上式可分解为四个关系式：pf L +qf S ≈f I ，pf L -qf S ≈f I ，-pf L +qf S ≈f I 和由于f I =f L -f S ，故只有pf L -qf S ≈f I 和-pf L +qf S ≈f I 两式成立。-pf L -qf S ≈f I 。
将两式合并，代入f L =f S +f I 后，便可得到产生干扰啸叫声的有用信号频率为
f S ≈
p ±1
f I q -p
上式表明，若p 和q 取不同的正整数，则可能产生干扰啸叫声的信号频率会有无限多个，但一部接收机工作频率范围有限，所以能产生干扰啸叫声的组合频率并不多。
由上式可以看出，抑制干扰啸叫声的信号频率，将产生最强的干扰啸叫
q =1即f S ≈f I 时的干扰啸叫声最强，声的频率移到接收频段之外。例如当p =0、
为避免最强的干扰啸叫声，应将接收机中频选在接收频段之外。
（二）副波道干扰
如果混频前，输入回路和高频放大器的选择性不好。干扰信号也会进入混频器。这些干扰信号与本振信号同样也会形成接近中频的组合频率干扰，这种干扰称为副波道干扰或寄生通道干扰。设外来干扰信号频率为f N , 则产生副波道干扰应满足下列关系式：
±pf L ±qf N ≈f I
同样，由于f I =f L -f S ，因而上式只有pf L -qf N ≈f I 和-pf L +qf N ≈f I 两种情况下成立。将两式合并，代入f L =f N +f I 后得
f N ≈
1
(pf L ±f I )=p f S +p ±1f I q q q
理论上能形成副波道干扰频率很多，实际上，只有对应p 、q 较小得干扰信号才会形成明显的副不到干扰。根据上式产生副波道干扰最强的信号有两个：一个是p =0、q =1的干扰，此时f N ≈f I ，即干扰信号频率接近中频率，故称为干扰；另一个是对应p =1、q =1，此时
f N ≈f I +f L =f S +2f I
对f L 而言，f N 和f S 恰恰是镜像频率干扰，简称镜像干扰。
对中频干扰，混频电路实际上起到中频放大器作用，因而比有用信号具有更强的传输能力；对镜像干扰具有与信号相同的变换能力，一旦这两种干扰进入混频器，就无法抑制掉。因此减小这两中干扰的有效方法是提高混频电路前级的选择性。
（三）交叉调制（交调干扰）
交叉调制干扰是有器件特性的冥级数开式中三次或更高次项产生。其现象是：当接收机对有用信号调谐时，在听到有用信号的同时，还可以听到干扰电台的声音；若接收机对有用信号失谐时，干扰台也随之消失，好像干扰信号调制在有用载波的振幅上。故称为交叉调制干扰。
交叉调制干扰的程度随干扰信号振幅增大而急剧增大，而与有用信号振幅、干扰信号频率无关。较小交叉调制的方法时提高混频前端电路的选择性、适当选择混频器件（如集成模拟乘法器、场效应管和平衡混频器）等方法。
（四）互调干扰
当两个（或多个）干扰信号同时加到混频器输入端，由于混频器的非线性作用，两个干扰信号与本振信号相互混频，产生的组合频率分量为
±pf L ±qf N 1±rf N 2
混频器的输出存在寄生中频分量，经中放和检波后产生啸叫声，这就是互调干扰。
减小互调干扰的方法与抑制交叉调制干扰措施相同。 谐振功率放大电路
一、丙类功率放大电路的工作原理 （一）高频功率放大电路的基本要求
由于高频功率放大电路的主要作用是对高频信号进行放大，事实上功率是不可能被放大的。这里的功率放大实际上是指信号作用下的功率转换，即在高频信号作用下，通过晶体管的基极对集电极的控制作用，将直流电源所提供的功率P d 转换为输出功率P o ，在这个过程中，晶体管本身有一部分集电极耗散功率P c 。
P d =P o +P c
既然这种转换不是全部，这就是一个集电极效率高低的问题，以ηc 表示
集电极效率
ηc =
P o P o
=
P d P o +P c
上式表明，设法降低耗散功率P c ，可提高转换效率ηc 。 再由上式得
⎛ηc
P o = 1-η
c ⎝
⎫⎪⎪P c ⎭
上式表明：如果维持晶体管的耗散功率不超过允许值，那么提高转换效率ηc ，就了增加输出功率P o ，如果ηc =20%，P o =P c /4；ηc =80%，P o =4P c 。显然，提高效率可显著增加输出功率。
功率放大电路应该有较大的输出功率和较高的转换效率，因此设法减少耗散功率式高频功率放大电路的基本要求。
（二）丙类谐振功率放大电路的特点
放大器按其导通角大小分为：甲类（θ=180 ），乙类（θ=90 ），丙类（θ
晶体管集电极瞬时耗散功率等于集电极瞬时电压u CE 与瞬时集电极电流i C
的乘积，其平均功率为
1P c =
2π
1
i u d ωt =⎰-πC CE
2π
π
θ
⎰θi
-
C
u CE d ωt
如果使i C 只有在u CE 最低的时候才通过，而且通过持续的时间短即导通角θ比较小，那么集电极耗散功率就会大为减少。此时集电极电流的形状为脉冲状，放大器工作于丙类状态。所以，丙类状态是高频功率放大电路的基本要求所决定的。
图5为丙类谐振功率放大电路的基本电路图。
图中V CC 为集电极直流电源电压，V BB 为晶体管基极偏臵电压，为保证放大器工作在丙类状态提供的条件，设
u b =U bm cos ωt
u BE
基极回路有如下表达式：
=
-V BB +u b =-V BB +U bm cos ωt
集电极电流i C 是一系列余弦脉冲，若三极管的起始电压为U BZ ，硅管
U BZ =0. 5~0. 6V ，锗管U BZ =0. 2~0. 3V 。当U BE =U BZ 时，三极管开始导通。由前
式得导通角θ=V BB +U BZ
U bm
可见输入信号幅值一定时，V BB 值越大，导通角θ越小，当V BB 不变时，导通角θ随输入信号幅值增大而增大。
既然晶体管集电极电流时脉冲波形，那么放大器输出端如何得到余弦波得呢?
根据傅里叶级数分解理论，脉冲状的集电极电流i C 分解成如下形式：
i C =I C 0+i c 1+i c 2+ +i cn +
=I C 0+I c 1m cos ωt +I c 2m cos 2ωt + +I cnm cos n ωt 式中，I C 0表示直流成分；i c 1表示基波频率成分，它的角频率于放大器输入信号u b 的角频率相同；i c 2、i cn 分别表示二次谐波，n 次谐波成分，角频率分别为输入信号u b 角频率ω的2倍和n 倍。
若图中并联谐振电路谐振于基频，Q =ωL /R >>1，则谐振回路的基频阻抗为
Z p (j ω)=R p =p 2
L
=p 2Q ωL CR
谐波阻抗为
1jn ωC
Z p (jn ω)=p 2
1⎫⎛
R +j n ωL -⎪
n ωC ⎝⎭
(R +jn ωL )
此处p 为接入系数，R p 为谐振回路的等效电阻，R 等效为电感的损耗电阻基负载的反射电阻。
由于Q =ωL /R >>1，因此ωL >>R ，n ωL >>R ，另外回路谐振于基频，则
ω2LC =1。于是上式可作如下近似简化处理。
Z p (jn ω)≈p 2
n ωL 1⎫⎛
jn ωC n ωL -⎪
n ωC ⎝⎭n ωL n 2-1
=-jp 2
=-jp 2 =-jp 2
n
(Q ωL ) 2
n -1Q
n
Z p (j ω) 2
n -1Q
由此可知，回路对高次谐波呈容性阻抗。它的绝对值与基频谐振阻抗的比值等于
Z p (jn ω)Z p j ω=
n
2
n -1Q
假定Q ＝100，当n=2、3、4时，用上式可计算比值分别为2/300、3/800、4/1500，说明回路阻抗对于各次谐波来说，相比于基频之值非常小，可以认为是短路。i C 中所包含的直流成分I C 0通过谐振回路的电感时同样可以认为时短路的。因此，虽然i C 是脉冲状，但建立回路两端电压的只有i C 中的基频成分
i c 1=I c 1m cos ωt ，这时放大管集电极-发射极电压u CE 为
u CE =V CC -I c 1m R p cos ωt
=V CC -U cm cos ωt
（三）丙类谐振功率放大电路输出和效率的分析
因为i c 中直流成分I C 0，因此直流电源所提供的功率为P d =V CC I C 0 回路中直流成分、二次及二次以上谐波成分近似短路，所以集电极输出的交流功率为P o =I c 1m 2R p =I c 1m U cm
1
I c 1m U cm
P o 1
=ξg 1(θ) 集电极转换效率ηc ==P d V CC I C 02
1
2
12
式中，ξ=U cm /V CC ，称为集电极电压利用系数；g 1(θ)=I c 1m /I C 0，称为波形系数，它是通角θ的函数。
若提高集电极电压利用系数ξ值，无疑会提高转换效率ηc 和交流输出功率
P o ，可得u CE min =V CC -U cm 所以ξ
影响转换效率得另外一个因素是g 1(θ)，它于导通角θ大小有关，而i c 1的大小同样于导通角θ有关，因此合理选择导通角θ的大小至关重要。
集电极余弦脉冲电流可分解成直流成分，基波成分和各次谐波成分，它们的幅值大小可用傅里叶级数的求系数方法获得
⎛1sin θ-θcos θ⎫
I C 0=I cm ⎪=I cm α0(θ)
π1-cos θ⎝⎭
⎛1θ-sin θcos θ⎫
I c 1m =I cm ⎪=I cm α1(θ)
π1-cos θ⎝⎭
⎛2sin θcos θ-n cos θsin θ⎫
⎪I cnm =I cm 2 π⎪=I cm αn (θ) n n -11-cos θ⎝⎭
式中，I cm 表示余弦i c 的振幅值，α0、α1、αn 都是θ的函数，称为余弦脉冲的分解系数。 调频电路
调频的实现方法有两种：直接调频和间接调频。
直接调频是利用调制信号直接控制振荡电路中的振荡频率而实现的调频。例如在LC 正弦波振荡器中，把一个可变电抗接入LC 回路，并使可变电抗元件的电抗值随调制信号而变，则振荡器的振荡频率也随调制信号而变化，从而实现了调频。在直接调频法中采用压控振荡器（VCO ）作为频率调制器来产生调频信号。在VCO 中，最常用的可变电抗元件是变容二极管。
直接调频的优点是容易得到较大频偏，缺点是频率稳定度不高，容易产生调频失真，需要用自动频率微调来稳定频率。
间接调频的优点是产生振荡过程与调制过程分开，可利用中心频率高度稳定的晶振，使调制失真较小。间接调频的主要问题是如何实现调相。
本设计采用的直接调频，常用的直接调频电路有变容二极管（或电抗管）调频电路、晶振调频电路、集成调频电路。而本设计采用的直接调频电路为变容二极管调频电路。
一、 变容二极管
图6所示为变容二极管图形符号和C j -u 曲线。当给PN 结加反向偏臵电压
时，结电容随反向偏臵电压灵敏地变化。
二、变容二极管调频电路
图7
所示为变容二极管直接调频的等效电路。变容二极管和电感组成的
LC j 调谐回路，其谐振频率为ωc =
1LC j
变容二极管的电容C j 受调制信号u Ω(t )的控制，而ωc =
1LC j
，可见，振荡
频率ωc 随调制信号的变化而变化，从而实现了变容二极管的调频。
三、实用电路举例
图8所示为一实用变容二极管调频电路，它用于调频发射机中。图8b 为其
简化原理图。
振荡器的谐振回路由L 、C 2、C 3组成，调制信号经高频扼流圈控制变容管的结电容C j ，变容管经隔直电容C 5接入谐振回路实现调频。改变偏压和电感L 的数值可使振荡器的振荡频率变化范围在50~100MHz之间。
两个变容管背靠背连接，对于直流偏压和调制信号，其工作点和受调制状态相同；而对于高频振荡信号，两管串联，使每个变容管上所加的高频振荡电压是谐振回路端电压的一半，从而避免二极管两端电压过大，进入饱和状态而降低回路Q 值。 整机电路原理分析
整机原理图如图所示。
话筒摄取到信号后，经C 1耦合进入BG 1及外围电路组成的电压负反馈单管放大器，把微弱的电压信号放大到足够的幅度与U 1A 放大后的线路输入信号一同进入U 1B 进行混合混合后的信号一路经R 17去调制由BG 2场效应管及周围电路共同组成的考毕兹LC 振荡器，考毕兹振荡器的特点是具有普通电容三点式振荡器简单，同时又具有高效率和高稳定度，波形好，调制带宽，这对业余制作调频发射机显得尤为重要。最后经BG 3组成的后级放大器放大通过天线向外发射，用普通调频收音机就可收听广播了。另一路信号通过U 1C 组成的放大器放大后再经D 2检波整流用直流驱动微安表，进而监视信号的调制幅度。使用时调制度一般不要超过85%为宜。
集成电路采用LM324通用四运放，结成单电源反响输入工作方式，即正向输入端电压设定在电源电压的一半。监视表头为200u 型，BG 1、BG 3选用2SC1815。BG 2用3D02场效应管，D2变容二极管采用1S2267。天线要求使用1/4波长，如使用拉杆天线，最好不要小于一米，否则将达不到预期发射效果。
本发射机最核心的部分在于由变容二极管D2及场效应管3D02组成的变容二极管调频电路。场效应管组成考毕兹振荡器。电容三点式振荡器与电感三点式振荡器相比，其优点时输出波形好。主要原因式电容三点式反馈支路为电容性，对高次谐波为低阻抗，反馈弱，输出谐波成分少，波形接近于正弦波。其次，晶体管极间电容与回路并联，适当加大回路电容可以减小晶体管极间电容不稳定性对振荡频率的影响，提高了频率稳定度。当工作频率很高时，可直接利用晶体管输入、输出电容作为回路电容。所以，电容三点式振荡电路可以获得较高的工作频率。电容三点式振荡器的主要缺点是：调C 1或
C 2改变振荡频率时，影响反馈系数，振荡幅度要发生变化。改进办法可在L
两端并上一个可变电容C 3, C 1、C 2取固定值，调C 3改变振荡频率，反馈系数则基本不变。
本文综合在校期间所学的高频电子及通信原理课程，在老师指导下，完成该课题。本课题利用变容二极管调频电路以及LM324通用四运放组成一个简易调频发射机，可供学习和业余参考用，通过本次毕业设计，让我们学以致用，充分将理论和实际结合起来，提高了理论水平，强化了动手能力，在今后的工作中不无裨益。能完成本次毕业设计，除自身努力外，和钱毅老师的悉心指导是分不开，在此，对钱毅老师表示忠心的感谢。同时也感谢所有在完成此次毕业设计过程中关心和帮助过我的其他老师和同学。
① 黄亚平主编. 高频电子技术[M]. 北京：机械工业出版社，2002 ② 沈伟慈主编. 高频电子线路[M]. 西安：西安电子科技大学出版社，2000 ③ 谢嘉奎主编. 电子线路[M]. 北京：高等教育出版社，1988
简易调频发射机的安装与调试
论文提要
本文阐述的是一种简易调频发射机的安装与调试。该课题综合了在校期间学习的高频电子与通信原理等课程的内容，将理论应用于实践，提高了理论水平和实践能力。本课题的调频发射机满足了发射距离的要求，而且能同时用话筒和线路输入声音信号，进行背景配音。电路还加入了调制监视表头，以便能更好地掌握和使用好发射机，这台发射机能支持一台小型的业余调频广播电台，覆盖范围在500米左右。 正文
本课题综合了高频电子课程中学习的谐振回路、调频电路、功率放大等内容。另外还有集成块LM324的应用，以下将分别对本课题所应用到的内容进行阐述。 串联谐振回路
一、串联谐振回路的参数和特性
在LC 谐振回路中，当信号源与电容和电感以及负载串接，就组成谐振回路。如图2-1所示，其中R L 是负载电阻，r 是电感L 的损耗电阻。
由电路原理知识，可得出串联谐振回路的主要参数表达式。 （一）回路的总阻抗
1⎫⎛
Z =R L +r +j ωL -⎪
ωC ⎝⎭
（二）回路的谐振频率
在某一特定频率ω0时，回路电抗为0，回路总阻抗为最小值，回路电流达到最大值，回路发生谐振。由回路电抗得谐振角频率ω0=1/LC ，谐振频率
f 0=1/2πLC
（三）回路空载品质因数 Q 0=
ω0L
r =
11L
=
ω0Cr r C
回路有载品质因数 Q e =
ω0L
R L +r
（四）空载回路电流
I =
.
U s
1⎫⎛
r +j ωL -⎪
ωC ⎝⎭
.
.
谐振时空载回路电流 I 0=
.
U s
r
（五）单位（归一化）谐振曲线
回路电流幅值与信号电压频率之间的关系曲线称为谐振曲线。串联谐振时，回路阻抗最小，回路电流达到最大值。在空载时，任意频率下的回路电流I 与谐振时回路电流I0之比称为单位（归一化）谐振函数，用N （f ）表示。N(f)曲线称为单位谐振曲线。
N (f ) =
I I 0
. .
=
r 1⎫⎛
r 2+ ωL -⎪
ωC ⎝⎭
2
=
11⎫⎛
ωL -⎪
ωC ⎭1+⎝
r 2
2
=
1
⎛ωω0⎫+Q 02 ω-ω⎪⎪
⎝0⎭
2
=
1
f 0⎫2⎛f ⎪1+Q 0- f f ⎪⎝0⎭
2
定义相对失谐ε=
ε=
f f
-0，当失谐很小，即f 与f 0相差很小时 f 0f
(f +f 0)(f -f 0)2(f -f 0)2∆f f f
-0=≈=
f 0f f 0f f 0f 0
1⎛2∆f
+Q f
⎝0
20
所以 N (f ) =
⎫⎪⎪⎭
2
=
1+Q ε
20
2
（六）回路选择性
有图2-2可看出回路对偏离谐振频率信号的抑制作用，偏离越大N(f)越小。而且回路Q 值大，N(f)曲线就尖锐，回路选频性能就好；回路Q 值小，N(f)曲线就平缓，回路选择性就差。
（七）回路通频带
接收的高频已调波信号不是一个单一的频率，而是包含调制信号在内的一个频带。为了衡量 回路对不同频率信号的通过能力，定义单位谐振曲线N(f)≥ 1√2所对应的频率范围为回路通频带，用BW0.7表示。BW0.7=f2-f1。取
N (f ) =
12
，最终得BW 0. 7=
f 0
Q 0
又上式可知通频带BW0.7与回路值成反比，回路的Q 值又代表回路的选择
性，即回路的通频带和选择性是互相矛盾的两个性能指标。
实际谐振回路Q 值越高，谐振曲线就越尖锐，选择想就越好，而通频带就越窄；如果要增宽频带，就要使Q 值下降，而这样选择性就越差了。
（八）矩形系数
理想谐振回路，其幅频特性曲线应是通频带内平坦，对信号无衰减，其值为1；而在通频带外，任何频率不能通过，其值为0。是高度为1，宽度为BW0.7的矩形。显然，实际谐振回路距理想有差距，为比较实际幅频特性曲线偏离（或接近）理想幅频特性曲线的程度，可用矩形系数这一参数来衡量。
矩形系数Kr0.1定义为单位谐振曲线N(f)值下降到0.1时的频带范围与通频带之比K r 0. 1=
BW 0. 1
BW 0. 7
理想谐振回路Kr0.1=1，实际回路中Kr0.1总是大于1的。其数值越大，表示偏离理想值越大；其值越小，表示偏离越小，显然其值越小越好。
（九）实际单振荡谐振回路的矩形系数 由定义取N (f ) =
1⎛2∆f 1+Q 02 f
⎝0
⎫⎪⎪⎭
2
=
f 1
，可求得BW 0. 1=f 4-f 3=2-10 10Q 0
K r 0. 1=
BW 0. 1
=2-1≈9. 95 BW 0. 7
由此可知，单振荡谐振回路的矩形系数是一个定值，与回路的Q 值和谐振频率无关，其值约为9.95，偏离理想回路值较大，说明单振荡回路的幅频特性不理想，选择性不好。
（十）阻抗特性
谐振时串联回路阻抗最小，且为纯电阻电路，失谐时阻抗变大，当f ＜f0时回路呈容性，当f ＞f0时电路呈感性。 LC 振荡器
LC 振荡器的选频网络是由电感L 和电容C 组成并联谐振电路, 按其反馈方
式, LC 振荡器可分为互感耦合式振荡器、电感反馈式振荡器和电容反馈式振荡器三种类型, 其中后两种通常称为三点式振荡器. LC 振荡器可用来产生几十千赫兹到几百兆赫兹的正弦波信号。
一、 互感耦合振荡器
互感耦合振荡器有三种类型：调集型电路、调基型电路和调发型电路。
它们根据振荡器回路是接在集电极、基极或发射极来区分的. 图1所示是调集型互感耦合振荡器, 图a 是实际电路, 图b 是交流电路。 图中LC 组成谐振回路, L 1是反馈线圈, R b 1、R b 2、
R e 为偏臵电阻。C b 、C e 为
旁路与隔直电容, 起振时
R e 上产生自偏压起稳幅作
用. 由图b 可以看出, 在LC 回路谐振时晶体管集电极负载为纯电阻, 在基极加有信号U b , 集电极输出电
压U c 与U b 反相, 根据图中互感线圈所示同名端位臵, 反馈电压U f 与U c 反相, 故
LC 回路U f 与U b 同相, 为正反馈, 满足起振相为条件. 只要适当选择静态工作点、
.
. .
. .
. .
谐振电阻和反馈线圈的圈数, 起振的振幅条件也很容易满足。
调基型和调发型振荡电路接线时必须注意同名端的位臵以满足自激振当的相为条件. 由于基极结和发射机之间输入阻抗较小, 为避免回路Q 值降低过多, 故在两电路中晶体管与振荡回路间采用部分接入耦合。
调集型电路在高频输出方面比其他两种电路稳定, 而且幅度打, 谐波成分小. 调基型电路振荡频率在较宽的范围内变化时, 振荡幅度比较平稳. 互感耦合振荡器在调整反馈时, 基本不影响振荡频率, 单由于分布电容的影响, 限制可振荡频率的提高, 一般适合较低频段。
二、三点式振荡器 （一）电路组成法则
三点式振荡器是指LC 谐振回路的三个端点与晶体管的三个电极分别相接构成的一种振荡电路，当回路元件损耗电阻很小，可忽略不计时，图2中Z 1、Z 2、Z 3可换成纯电抗X 1、X 2、X 3。显然要产生振荡，必须满足下列条件：
X 1+X 2+X 3=0
另外为满足相位条件，U f 与U 0应反相，
即要求
.
.
U f /U 0
. .
-X 2
X 1
电抗性质应相反。由以上分析可得出以下结论：对三点式振荡器，为满足相位平衡条件，与晶体管发射机相连的两个电抗元件必须为同性，另一个电抗元件为异性，这就是三点式振荡器的相位判断法则。
（二） 电感三点式振荡器（哈特莱电路） 电感三点式振荡器的实际电路如图3所示，图a 式实际电路，图b 式交流等效电路，图c 式开环小信号等效电路。
由图3可见，C 和L 1、L 2构成谐振回路，谐振回路三个端点分别与晶体管的三个电极相连，符合三点式振荡器组成原则，由于反馈信号U f 由电感线圈L 2上取得，故称电感反馈三点式振荡器。
电路的振荡频率可由振荡器相位平衡条件求得，它取决于谐振回路参数，可得
f 0=
1
2π
.
L 1+L 2+2M
式中，L 1、L 2分别为线圈两部分得电感；M 是两部分之间得互感。 起振条件可由图c 所示开环小信号等效电路求得。图中略去晶体管得输出电容个输入电容影响，并设1/g ie >>ω0L 2。当振荡频率不十分高时，略去管子正向传输导纳的相移，y fe 可近似g m 。g T 为考虑晶体管输出电导g oe 影响后回路1、2两端等效谐振电导。由此得增益A (ω0)和反馈系数F (ω0)为
U f U 0g m L +M
F = A ===-2
U i g T U 0L 1+M
因此，振荡起振的振幅条件为
AF =
g m L 2+M L +M
>1 即g m >g T 2
g T L 1+M L 1+M
式中，g m =I EQ /26mV ，I EQ
为振荡器静态工作电流（mA ）。
电感三点式振荡器的优点：一是由于L 1和L 2之间存在互感，起振容易；二是调整会路电容改变振荡频率时，反馈系数不变，不影响振荡幅度。它的主要缺点是：反馈支路为电感，对LC 回路中的高次谐波反馈电压大，振荡器输出波形不好。另外，晶体管极间电容回路回路电感并联，在振荡频率高时，可能改变电抗性质，破坏起振条件不能振荡，所以工作频率没有电容三点式振荡器高。
（三）电容三点式振荡器（考毕兹电路） 图4是电容三点式振荡器典型电路，图b 是交流等效等效，图c 是开环小信号等效电路。
由图4b 可以看出，回路电抗元件性质符合三点式振荡器电路组成原则，故满足起振相位条件。振荡频率为
f 0=
2πL
1C 1C 2C 1+C 2
由图4c 所示小信号交流等效
电路，可求得起振的振幅条件。图中，略去管子正向传输导纳的相移，y fe 可近似认为等于g m ；因晶体管输出电容C oe 和输入电容C ie 均比C 1、C 2小得多，可将它们包括C 1、C 2中。在谐振回路1、2端考虑到g oe 和R c 影响后得等效电导为g T 。并设g ie
A =
U 0g m C
F =-1 =
C 2U i g T g m C 1
>1 g T C 2
由此可得出电容三点式振荡器振幅条件
AF =
因此起振时所需晶体管g m 为
g m >
g T C 2
C 1
式中，g m =I EQ /26mV ，I EQ 为振荡器静态工作电流（mA ）。如果C 1/C 2增大，则F 增大，有利于子振，但它会使C ie 对回路影响增大，回路Q
值因此下降，
等效谐振电导增大，不利于起振。一般取C 1/C 2=0.1~0.5。为保证由一定得稳定振幅值，起振时环路增益一般取3～5。 混频电路
混频就是将高频已调波信号载波变换成另外一个频率，而保持调制规律不变。具有这种功能的电路称混频电路。例如在超外差收音机中，把接收到的外来信号变换为465kHz 的固定中频（低中频），这样能提高收音机的灵敏度和领道选择性。又如在工作频率为2～30MHz 的单边带通信接收中，却把接收到的外来信号变为70MHz 的高中频，这样可以大大减少混频器产生的组合频率干扰和副波道干扰，提高接收机干扰能力。
一、混频器的主要性能指标 （一）混频增益
的高频电压振幅之比，称为混频电压增益，常用分贝表示，即
A uc =20lg
U im
（dB ） U sm
它有电压增益A uc 和混频功率增益A pc 。混频器输出的中频电压振幅与输入
混频功率增益为输出中频信号功率P I 与输入高频信号功率P S 之比，也常用分贝表示，即
A pc =10lg
P I
（dB ） P S
混频增益越大，接收机灵敏度越高，但混频增益太大将使混频干扰增大。 （二）失真与干扰
如果混频器输出中频信号的频谱结构和输入信号频谱结构不同则表示产生了失真。此外，在混频过程中，还产生大量不需要的组合频率成分，形成干扰，影响接收机正常工作。所以，混频器不应工作在非线性过于严重的区域，以既能完成频率变换，又能达到减少各种组合频率干扰为目的。
另外，混频器的主要指标还有选择性、噪声系数等，这里不再一一说明。
二、混频干扰
为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态。混频器输入除了有用信号电压和本振电压外，还有从天线进来的各种干扰信号。它们两两之间都有可能产生组合频率，这些组合频率如果等于或接近中频，将与有用信
号一起通过中频放大器，经解调后在输出端形成干扰，影响有用信号正常接收。下面对几种常见干扰进行讨论。
（一）组合频率干扰
若混频器不满足线路时变频工作条件，这时信号本身谐波分量不可忽略，产生干扰条件是
±pf L ±qf S ≈f I
上式可分解为四个关系式：pf L +qf S ≈f I ，pf L -qf S ≈f I ，-pf L +qf S ≈f I 和由于f I =f L -f S ，故只有pf L -qf S ≈f I 和-pf L +qf S ≈f I 两式成立。-pf L -qf S ≈f I 。
将两式合并，代入f L =f S +f I 后，便可得到产生干扰啸叫声的有用信号频率为
f S ≈
p ±1
f I q -p
上式表明，若p 和q 取不同的正整数，则可能产生干扰啸叫声的信号频率会有无限多个，但一部接收机工作频率范围有限，所以能产生干扰啸叫声的组合频率并不多。
由上式可以看出，抑制干扰啸叫声的信号频率，将产生最强的干扰啸叫
q =1即f S ≈f I 时的干扰啸叫声最强，声的频率移到接收频段之外。例如当p =0、
为避免最强的干扰啸叫声，应将接收机中频选在接收频段之外。
（二）副波道干扰
如果混频前，输入回路和高频放大器的选择性不好。干扰信号也会进入混频器。这些干扰信号与本振信号同样也会形成接近中频的组合频率干扰，这种干扰称为副波道干扰或寄生通道干扰。设外来干扰信号频率为f N , 则产生副波道干扰应满足下列关系式：
±pf L ±qf N ≈f I
同样，由于f I =f L -f S ，因而上式只有pf L -qf N ≈f I 和-pf L +qf N ≈f I 两种情况下成立。将两式合并，代入f L =f N +f I 后得
f N ≈
1
(pf L ±f I )=p f S +p ±1f I q q q
理论上能形成副波道干扰频率很多，实际上，只有对应p 、q 较小得干扰信号才会形成明显的副不到干扰。根据上式产生副波道干扰最强的信号有两个：一个是p =0、q =1的干扰，此时f N ≈f I ，即干扰信号频率接近中频率，故称为干扰；另一个是对应p =1、q =1，此时
f N ≈f I +f L =f S +2f I
对f L 而言，f N 和f S 恰恰是镜像频率干扰，简称镜像干扰。
对中频干扰，混频电路实际上起到中频放大器作用，因而比有用信号具有更强的传输能力；对镜像干扰具有与信号相同的变换能力，一旦这两种干扰进入混频器，就无法抑制掉。因此减小这两中干扰的有效方法是提高混频电路前级的选择性。
（三）交叉调制（交调干扰）
交叉调制干扰是有器件特性的冥级数开式中三次或更高次项产生。其现象是：当接收机对有用信号调谐时，在听到有用信号的同时，还可以听到干扰电台的声音；若接收机对有用信号失谐时，干扰台也随之消失，好像干扰信号调制在有用载波的振幅上。故称为交叉调制干扰。
交叉调制干扰的程度随干扰信号振幅增大而急剧增大，而与有用信号振幅、干扰信号频率无关。较小交叉调制的方法时提高混频前端电路的选择性、适当选择混频器件（如集成模拟乘法器、场效应管和平衡混频器）等方法。
（四）互调干扰
当两个（或多个）干扰信号同时加到混频器输入端，由于混频器的非线性作用，两个干扰信号与本振信号相互混频，产生的组合频率分量为
±pf L ±qf N 1±rf N 2
混频器的输出存在寄生中频分量，经中放和检波后产生啸叫声，这就是互调干扰。
减小互调干扰的方法与抑制交叉调制干扰措施相同。 谐振功率放大电路
一、丙类功率放大电路的工作原理 （一）高频功率放大电路的基本要求
由于高频功率放大电路的主要作用是对高频信号进行放大，事实上功率是不可能被放大的。这里的功率放大实际上是指信号作用下的功率转换，即在高频信号作用下，通过晶体管的基极对集电极的控制作用，将直流电源所提供的功率P d 转换为输出功率P o ，在这个过程中，晶体管本身有一部分集电极耗散功率P c 。
P d =P o +P c
既然这种转换不是全部，这就是一个集电极效率高低的问题，以ηc 表示
集电极效率
ηc =
P o P o
=
P d P o +P c
上式表明，设法降低耗散功率P c ，可提高转换效率ηc 。 再由上式得
⎛ηc
P o = 1-η
c ⎝
⎫⎪⎪P c ⎭
上式表明：如果维持晶体管的耗散功率不超过允许值，那么提高转换效率ηc ，就了增加输出功率P o ，如果ηc =20%，P o =P c /4；ηc =80%，P o =4P c 。显然，提高效率可显著增加输出功率。
功率放大电路应该有较大的输出功率和较高的转换效率，因此设法减少耗散功率式高频功率放大电路的基本要求。
（二）丙类谐振功率放大电路的特点
放大器按其导通角大小分为：甲类（θ=180 ），乙类（θ=90 ），丙类（θ
晶体管集电极瞬时耗散功率等于集电极瞬时电压u CE 与瞬时集电极电流i C
的乘积，其平均功率为
1P c =
2π
1
i u d ωt =⎰-πC CE
2π
π
θ
⎰θi
-
C
u CE d ωt
如果使i C 只有在u CE 最低的时候才通过，而且通过持续的时间短即导通角θ比较小，那么集电极耗散功率就会大为减少。此时集电极电流的形状为脉冲状，放大器工作于丙类状态。所以，丙类状态是高频功率放大电路的基本要求所决定的。
图5为丙类谐振功率放大电路的基本电路图。
图中V CC 为集电极直流电源电压，V BB 为晶体管基极偏臵电压，为保证放大器工作在丙类状态提供的条件，设
u b =U bm cos ωt
u BE
基极回路有如下表达式：
=
-V BB +u b =-V BB +U bm cos ωt
集电极电流i C 是一系列余弦脉冲，若三极管的起始电压为U BZ ，硅管
U BZ =0. 5~0. 6V ，锗管U BZ =0. 2~0. 3V 。当U BE =U BZ 时，三极管开始导通。由前
式得导通角θ=V BB +U BZ
U bm
可见输入信号幅值一定时，V BB 值越大，导通角θ越小，当V BB 不变时，导通角θ随输入信号幅值增大而增大。
既然晶体管集电极电流时脉冲波形，那么放大器输出端如何得到余弦波得呢?
根据傅里叶级数分解理论，脉冲状的集电极电流i C 分解成如下形式：
i C =I C 0+i c 1+i c 2+ +i cn +
=I C 0+I c 1m cos ωt +I c 2m cos 2ωt + +I cnm cos n ωt 式中，I C 0表示直流成分；i c 1表示基波频率成分，它的角频率于放大器输入信号u b 的角频率相同；i c 2、i cn 分别表示二次谐波，n 次谐波成分，角频率分别为输入信号u b 角频率ω的2倍和n 倍。
若图中并联谐振电路谐振于基频，Q =ωL /R >>1，则谐振回路的基频阻抗为
Z p (j ω)=R p =p 2
L
=p 2Q ωL CR
谐波阻抗为
1jn ωC
Z p (jn ω)=p 2
1⎫⎛
R +j n ωL -⎪
n ωC ⎝⎭
(R +jn ωL )
此处p 为接入系数，R p 为谐振回路的等效电阻，R 等效为电感的损耗电阻基负载的反射电阻。
由于Q =ωL /R >>1，因此ωL >>R ，n ωL >>R ，另外回路谐振于基频，则
ω2LC =1。于是上式可作如下近似简化处理。
Z p (jn ω)≈p 2
n ωL 1⎫⎛
jn ωC n ωL -⎪
n ωC ⎝⎭n ωL n 2-1
=-jp 2
=-jp 2 =-jp 2
n
(Q ωL ) 2
n -1Q
n
Z p (j ω) 2
n -1Q
由此可知，回路对高次谐波呈容性阻抗。它的绝对值与基频谐振阻抗的比值等于
Z p (jn ω)Z p j ω=
n
2
n -1Q
假定Q ＝100，当n=2、3、4时，用上式可计算比值分别为2/300、3/800、4/1500，说明回路阻抗对于各次谐波来说，相比于基频之值非常小，可以认为是短路。i C 中所包含的直流成分I C 0通过谐振回路的电感时同样可以认为时短路的。因此，虽然i C 是脉冲状，但建立回路两端电压的只有i C 中的基频成分
i c 1=I c 1m cos ωt ，这时放大管集电极-发射极电压u CE 为
u CE =V CC -I c 1m R p cos ωt
=V CC -U cm cos ωt
（三）丙类谐振功率放大电路输出和效率的分析
因为i c 中直流成分I C 0，因此直流电源所提供的功率为P d =V CC I C 0 回路中直流成分、二次及二次以上谐波成分近似短路，所以集电极输出的交流功率为P o =I c 1m 2R p =I c 1m U cm
1
I c 1m U cm
P o 1
=ξg 1(θ) 集电极转换效率ηc ==P d V CC I C 02
1
2
12
式中，ξ=U cm /V CC ，称为集电极电压利用系数；g 1(θ)=I c 1m /I C 0，称为波形系数，它是通角θ的函数。
若提高集电极电压利用系数ξ值，无疑会提高转换效率ηc 和交流输出功率
P o ，可得u CE min =V CC -U cm 所以ξ
影响转换效率得另外一个因素是g 1(θ)，它于导通角θ大小有关，而i c 1的大小同样于导通角θ有关，因此合理选择导通角θ的大小至关重要。
集电极余弦脉冲电流可分解成直流成分，基波成分和各次谐波成分，它们的幅值大小可用傅里叶级数的求系数方法获得
⎛1sin θ-θcos θ⎫
I C 0=I cm ⎪=I cm α0(θ)
π1-cos θ⎝⎭
⎛1θ-sin θcos θ⎫
I c 1m =I cm ⎪=I cm α1(θ)
π1-cos θ⎝⎭
⎛2sin θcos θ-n cos θsin θ⎫
⎪I cnm =I cm 2 π⎪=I cm αn (θ) n n -11-cos θ⎝⎭
式中，I cm 表示余弦i c 的振幅值，α0、α1、αn 都是θ的函数，称为余弦脉冲的分解系数。 调频电路
调频的实现方法有两种：直接调频和间接调频。
直接调频是利用调制信号直接控制振荡电路中的振荡频率而实现的调频。例如在LC 正弦波振荡器中，把一个可变电抗接入LC 回路，并使可变电抗元件的电抗值随调制信号而变，则振荡器的振荡频率也随调制信号而变化，从而实现了调频。在直接调频法中采用压控振荡器（VCO ）作为频率调制器来产生调频信号。在VCO 中，最常用的可变电抗元件是变容二极管。
直接调频的优点是容易得到较大频偏，缺点是频率稳定度不高，容易产生调频失真，需要用自动频率微调来稳定频率。
间接调频的优点是产生振荡过程与调制过程分开，可利用中心频率高度稳定的晶振，使调制失真较小。间接调频的主要问题是如何实现调相。
本设计采用的直接调频，常用的直接调频电路有变容二极管（或电抗管）调频电路、晶振调频电路、集成调频电路。而本设计采用的直接调频电路为变容二极管调频电路。
一、 变容二极管
图6所示为变容二极管图形符号和C j -u 曲线。当给PN 结加反向偏臵电压
时，结电容随反向偏臵电压灵敏地变化。
二、变容二极管调频电路
图7
所示为变容二极管直接调频的等效电路。变容二极管和电感组成的
LC j 调谐回路，其谐振频率为ωc =
1LC j
变容二极管的电容C j 受调制信号u Ω(t )的控制，而ωc =
1LC j
，可见，振荡
频率ωc 随调制信号的变化而变化，从而实现了变容二极管的调频。
三、实用电路举例
图8所示为一实用变容二极管调频电路，它用于调频发射机中。图8b 为其
简化原理图。
振荡器的谐振回路由L 、C 2、C 3组成，调制信号经高频扼流圈控制变容管的结电容C j ，变容管经隔直电容C 5接入谐振回路实现调频。改变偏压和电感L 的数值可使振荡器的振荡频率变化范围在50~100MHz之间。
两个变容管背靠背连接，对于直流偏压和调制信号，其工作点和受调制状态相同；而对于高频振荡信号，两管串联，使每个变容管上所加的高频振荡电压是谐振回路端电压的一半，从而避免二极管两端电压过大，进入饱和状态而降低回路Q 值。 整机电路原理分析
整机原理图如图所示。
话筒摄取到信号后，经C 1耦合进入BG 1及外围电路组成的电压负反馈单管放大器，把微弱的电压信号放大到足够的幅度与U 1A 放大后的线路输入信号一同进入U 1B 进行混合混合后的信号一路经R 17去调制由BG 2场效应管及周围电路共同组成的考毕兹LC 振荡器，考毕兹振荡器的特点是具有普通电容三点式振荡器简单，同时又具有高效率和高稳定度，波形好，调制带宽，这对业余制作调频发射机显得尤为重要。最后经BG 3组成的后级放大器放大通过天线向外发射，用普通调频收音机就可收听广播了。另一路信号通过U 1C 组成的放大器放大后再经D 2检波整流用直流驱动微安表，进而监视信号的调制幅度。使用时调制度一般不要超过85%为宜。
集成电路采用LM324通用四运放，结成单电源反响输入工作方式，即正向输入端电压设定在电源电压的一半。监视表头为200u 型，BG 1、BG 3选用2SC1815。BG 2用3D02场效应管，D2变容二极管采用1S2267。天线要求使用1/4波长，如使用拉杆天线，最好不要小于一米，否则将达不到预期发射效果。
本发射机最核心的部分在于由变容二极管D2及场效应管3D02组成的变容二极管调频电路。场效应管组成考毕兹振荡器。电容三点式振荡器与电感三点式振荡器相比，其优点时输出波形好。主要原因式电容三点式反馈支路为电容性，对高次谐波为低阻抗，反馈弱，输出谐波成分少，波形接近于正弦波。其次，晶体管极间电容与回路并联，适当加大回路电容可以减小晶体管极间电容不稳定性对振荡频率的影响，提高了频率稳定度。当工作频率很高时，可直接利用晶体管输入、输出电容作为回路电容。所以，电容三点式振荡电路可以获得较高的工作频率。电容三点式振荡器的主要缺点是：调C 1或
C 2改变振荡频率时，影响反馈系数，振荡幅度要发生变化。改进办法可在L
两端并上一个可变电容C 3, C 1、C 2取固定值，调C 3改变振荡频率，反馈系数则基本不变。
本文综合在校期间所学的高频电子及通信原理课程，在老师指导下，完成该课题。本课题利用变容二极管调频电路以及LM324通用四运放组成一个简易调频发射机，可供学习和业余参考用，通过本次毕业设计，让我们学以致用，充分将理论和实际结合起来，提高了理论水平，强化了动手能力，在今后的工作中不无裨益。能完成本次毕业设计，除自身努力外，和钱毅老师的悉心指导是分不开，在此，对钱毅老师表示忠心的感谢。同时也感谢所有在完成此次毕业设计过程中关心和帮助过我的其他老师和同学。
① 黄亚平主编. 高频电子技术[M]. 北京：机械工业出版社，2002 ② 沈伟慈主编. 高频电子线路[M]. 西安：西安电子科技大学出版社，2000 ③ 谢嘉奎主编. 电子线路[M]. 北京：高等教育出版社，1988