第４２卷第１２期２００８年１２月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖ０１．４２Ｎｏ．１２
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
夏泽中，李ｓ．ｉｆ－，陶小鹏
（武汉理工大学，湖北武汉４３００７０）
摘要：针对峰值电流控制模式变换器的不稳定性问题，分析了斜坡补偿的基本原理和峰值电流控制电路的稳定性原理。主要介绍了由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及其参数设计．用以实现在大范围调整占空比时变换器电路的稳定性。以采用峰值电流控制模式的全桥移相变换器为设计实例来设计补偿电路参数，并通过电路实验获得了良好的补偿信号和稳定的变换器控制性能，由此证明了该设计方法的可行性。关键词：变换器；电路；补偿／峰值电流；斜坡补偿
中图分类号：ＴＭ４６
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００一ｌＯＯＸ（２００８）１２—００７１—０３
Ｓｔｕｄｙ
ｏｎ
ＳｌｏｐＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＣｉｒｃｕｉｔｓｉｎＰｅａｋＣｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅＣｏｎｔｒｏｌ
ＸＩＡＺｅ—ｚｈｏｎｇ，ＬＩＹｕａｎ—ｚｈｅｎｇ，ＴＡＯＸｉａｏ—ｐｅｎｇ
（Ｗｕｈａｎ
Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ
ｏｆ
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ
４３００７０，Ｃｈｉｎａ）
ｔｏ
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｍａｉｎｌｙｄｉｓｃｕｓｓｅｓｔｈｅｅｍｉｔｔｅｒｆｏｌｌｏｗｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｉｔｓｐａｒａｍｅｔｅｒｓｄｅｓｉｇｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｕｓｉｎｇｐｅａｋ
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ
ｒｅａｌｉｚｅｔｈｅ
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
ｗｈｅｎｃｈａｎｇｉｎｇｉｎｌａｒｇｅｒｄｕｔｙｒａｔｉｏ．Ｆｏｃｕｓｉｎｇ
ａ
ｏｎ
ｔｈｅｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｐｏｗｅｒ
ｃｕｒｒｅｎｔ—ｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｓｃｈｅｍｅ，ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｓｌｏｐｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｏｒｓｔａｂｉｌｉｚｉｎｇｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔｓｗｉｔｈ
ａ
ｔｈｅ
ｃｕｒｒｅｎｔ—ｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｉｓａｎａｌｙｚｅｄ．Ａｐａｒａｍｅｔｅｒｄｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｉｓｐｅｒｆｏｒｍｅｄｆｏｒｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ，ａｌｉｎｅａｒｓｌｏｐｓｉｇｎａｌａｎｄｓｔａｂｉｌｉｚｅｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｃｏｎｔｒｏｌｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｈｏｗｓｔｈｅｖａｌｉｄｉｔｙｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｃｉｒｃｕｉｔｄｅｓｉｇｎ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｎｅｒ；ｃｏｎｔｒｏｌ；ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ／ｐｅａｋ
ｃｕｒｒｅｎｔ
ａｒｅ
ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ
ｃｉｒｃｕｉｔｅｘｐｅｒｉ—
ａｃｈｉｅｖｅｄ．Ｔｈｅ
ｃｏｎｔｒｏｌ；ｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ
１
引言２斜坡补偿基本原理
２．１斜坡补偿电路结构与工作原理
图１示出基于ＵＣＣ３８９５峰值电流控制模式的全桥移相ＤＣ／ＤＣ变换电路。其工作原理是：把变压器初级电流峰值采样信号与斜坡补偿信号叠加后．在０．８Ｖ基准电压基础上转换为电压输入到ＰＷＭ比较器的反相端：把变压器的次级输出电压经误差放大器反馈到ＰＷＭ比较器的同相端，其输出和控制及驱动电路一起在周期脉冲上控制功率管的开关状态，使输出电压保持稳定。
相对于电压控制技术，峰值电流控制技术具有优越的负载调整特性和抗输入扰动能力。易于实现
限流和过流保护。易于补偿和增益带宽大等优点㈣，
因而获得了广泛的应用。但当峰值电流控制工作于ＣＣＭ模式且占空比Ｄ＞０．５时，会引起系统开环不稳定、次谐波振荡、抗干扰能力差等问题。尤其当电感中的纹波电流成分很小时，这种情况更为严重。因此，需要引入斜坡补偿。
斜坡补偿是指在检测到的电流反馈信号上叠加一个固定斜坡的信号。现有的斜坡补偿技术主要有一次线性补偿、分段线性补偿和非线性补偿，该类补偿网络通常由阻容电路、射极跟随器和镜像电流源
等构成㈣。其中，使用镜像电流源构成的补偿电路
实现起来较复杂；而单纯的阻容电路虽然电路简单易实现．但易反作用于振荡器片内参数，影响系统频率．虽然可以通过参数优化来适应固定电压输出的系统，但不适合输出电压全程可调的系统。
介绍了峰值电流控制模式中斜坡补偿的原理，并详细分析了斜坡补偿电路的选择和优化设计。设计了基于ＵＣＣ３８９５峰值电流控制模式的全桥移相ＤＣ／ＤＣ变换电路，通过实验结果验证了其正确性。
图１峰值电流模式控制全桥移相变换器的斜坡补偿原理图
２．２峰值电流控制电路稳定性分析
图２示出ＣＣＭ模式下峰值电流控制变换器在占空比Ｄ＜０．５和Ｄ＞０．５时的电感电流ｉ。波形。可见，
当Ｄ＜Ｏ．５时，Ａ１２＜Ｍ。，ＡＩ周期性减小，系统是收敛的，说明系统可以稳定；当Ｄ＞０．５时，Ａ１２＞ＡＩ，，ＡＩ周
期性增大，系统发生了开环不稳定现象。
图３示出ＣＣＭ模式下当Ｄ＞０．５时．加斜坡补偿后的如波形。引入适当的斜率为ｍ的补偿斜坡，可使得即使当Ｄ＞０．５时，仍有Ａ１２＜ＡＩ，成立。
定稿日期：２００８—０８—０６
作者简介：夏泽中（１９５８一），男，湖北武汉人，博士，教授，研究
方向为电力电子与电力传动。
第４２卷第１２期
电力电子技术
Ｖ０１．４２Ｎｏ．１２
２００８年１２月
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
该数量级的电阻取值显然不利于系统的稳定，因此简单的ＲＣ补偿电路并不能达到满意的补偿效果。
（２）射极跟随器补偿电路
图５示出由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及其ＲＡＭＰ波形。Ｒ：和三极管组成斜坡补偿网络，ＣＴ
（ａ）Ｄ＜０．５，△如＜ＡＩＩ
（ｂ）Ｄ＞０．５，Ａ／２＞△，
引脚的波形通过三极管和Ｒ：耦合到ＲＡＭＰ上。通图２
ＣＣＭ模式下五波形
常三极管的放大倍数大于１００，引入射极跟随器后，其补偿电路的等效电阻增加．减小了补偿电路对工作频率的影响。
△，
图５射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
但因为三极管基射极间的导通门槛电压（通常为０；７Ｖ）高于ＣＴ波形的最低电压（０．２Ｖ），使得耦合到ＲＡＭＰ、引脚的补偿信号中有一段死区．如图５ｂ中所示的＆时问段。从而不能实现占空比全程可调，特别是当占空比很小时，会有一个跳跃的过程。因此．需要对其补偿电路进行改进。改进的思路是抬高ＣＴ耦合到三极管的基极电压，如图６ａ所示。通过Ｒ，和Ｒ。的上拉分压作用，使得ＣＴ耦合到三极管基极的信号高于其导通门槛电压，从而消除补偿到ＲＡＭＰ引脚信号的死区，如图６ｂ所示。
图６改进型射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
３．２斜坡补偿电路参数设计
Ｒ。蓬只。趣
（１）补偿电路对振荡器参数的影响
振荡器工作时，％，巩限定了斜坡的上下限，电路工作频率由ＣＴ充电时间决定。不考虑接入补偿电路时，ｃＴ以８，Ｒ（，Ｒ＝３／Ｒ，）的恒流源进行充电，如图７ａ所示。ＵＣＣ３８９５数据手册上给出ＧＴ的充电时间为：
ＣＤ
ｐ
ｆｏｓｃ＝型！杀尘＋１２０
ＢＳ
（２）
（ａ）未接补偿电路（ｂ）ｃｉ充电电路（ｂ）ｃＴ充电等效电路
图７ｃＴ充电等效电路
当接入射极跟随器后，ＣＴ的充电电路如图７ｂ所示，ＣＴ多了一个电阻网络充电途径。由于通常
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
晶体管的放大系数ｑ一１００，所以当Ｒ，＋Ｒ：＝尺，时，其他参数：选择ＧＴ＝４．７ｎＦ，则Ｒ，＝４８／（ｆＣＴ）＝
ｑ（Ｒ。＋尺２）》尺Ｔ，则可忽略Ｒ，＋Ｒ：对￡０６ｃ的影响。ｃＴ的５１
ｋ１２；选择Ｒ。＝１０ｋＱ，如果取Ａｔ＝１００ａｓ，则可取
充电电路可等效为图７ｃ，则有：
￡０ｓｃ娟ｃＴｌｎ砑５Ｒ丽一－２４Ｒ
Ｃ１＝１００ｐＦ；取Ｒ３＝２ＭＩ－Ｉ，Ｒ４＝１０ｋ１２，以满足要求。
（３）
补偿电路参数计算步骤：①电感电流下降沿ｍ’Ｆ式中：Ｒ＝Ｒ３＋Ｒ４。
Ｍ拈＝１．２Ａ／¨ｓ；②反应到初级的电感电流下降沿ｍ：＝
由图７ｃ和式（３）可知，当Ｒ，＋Ｒ≯氓，时，可忽略
ｍ’州＝０．２Ａ仙ｓ；③初级折算为电压下降沿坡度Ｖ砬＝
接入补偿电阻网络对ｃＴ充电时间的影响。在实际应ｍ２Ｒ。＝０．０３Ｖ／仙ｓ；④晶振充电（ＵＣＣ３８９５的ＣＴ端由
０．２
Ｖ充电到２．５
用中，尺３和Ｒ４的选择应满足Ｒ３＋Ｒ４＞＞１０ＲＴ。
Ｖ）的坡度ｙ嘲＝（‰一％）／丁＝
０．０９２由于Ｒ。是为了消除三极管０．７Ｖ死区的上拉电Ｖ／¨ｓ；⑤取Ｍ＝０．７５，由式（１）算得ｍ＝ＭＶ砣＝０．０２２
５阻，所以其阻值可选得很大，通常为兆欧数量级；Ｒ。Ｖ／“ｓ；⑥将以上各参数代入式（４）进行计
可选得较小，为了减小对电路工作频率的影响，要求算，可得Ｒ：＝３０．９ｋＱ，取Ｒ２＝３３ｋＱ。尺。越大越好，所以尺。与Ｒ，选在一个数量级。
４．２实验结果
（２）电流检测信号的滤波参数选择
根据设计将输入交流电压调节到１７５Ｖ。整流在开关管开启过程中，由于电路寄生参数的作后得２５０Ｖ作为全桥的直流电压源。当Ｄ＝０．９时，输
用，会在流过开关管电流昂上产生一个瞬间尖峰电出电压电流都达到最大值３６Ｖ和３０Ａ。此时扰动时流。为了避免芯片的限流功能误动作，需要进行滤电路的输出电压和变压器输入端波形如图８所示。
波。简单的做法为采用图６ａ所示的Ｒ，和Ｃ。组成的前沿电流尖峰滤波电路。
应选择Ｒ，Ｃ，的时间常数远大于开关管寄生电容的放电时问＆（通常约为１００ｎｓ）．且远小于开关
管的开关时间（２５斗ｓ）。则Ｒ，ｃ。的时间常数尺，Ｃ，＝
ｔｌ（５“ｓ，格）ｔ／（５“ｓ／格）
哦
（５－１０）Ａｔ。
（ａ）输出电压波形（ｂ）变压器输入端电压波形
图８实验结果
（３）补偿系数优化
由图可见，斜坡补偿后电路工作稳定，提高了电由图６ａ的射极跟随器补偿电路可知，Ｒ，和Ｒ：构成分压网络，将振荡器耦合过来的波形分压后加源的抗干扰能力。加入斜坡补偿电路后，可使电源占空比在０～１的变化范围内都是稳定的：同时占空比至ＲＡＭＰ引脚。因此，Ｒ。和尺：决定了斜坡补偿斜率。假设振荡器波形斜率为ｍＯＳＣ，则斜坡补偿斜率为：
使用范围的扩大，增加了变压器的利用率．促进了开ｍ：毒Ｌ譬Ｌ１肛丽ｍ咖
关电源的小型化和轻量化。
ｍ咖（４）Ｌ４Ｊ
５
结
论
综上所述．要减小补偿电路对振荡器参数的影峰值电流控制是一种较理想的开关电源控制方响，尺。，Ｒ：，Ｒ。和ｃＴ应尽可能大，三极管的放大系数式。但当工作占空比大于０．５时，电源工作不稳定。ｑ应尽可能大，Ｒ。，Ｒ，和Ｃ。应尽可能小。
会出现失控现象，必须进行斜坡补偿。提出了一种改
对于该改进型射极跟随器补偿电路，只要合理
进型射极跟随器补偿方法，其结构相对简单，比简单
选择各补偿参数，就能获得满意的补偿效果。其结构的ＲＣ补偿电路适应性更强。合理选择各参数可大相对简单，较简单的ＲＣ补偿电路适应性更强，也可
大减小直接进行斜坡补偿对系统的影响。因此，该改适用于占空比Ｄ全程可调的变换器。因此，该改进进型射极跟随器补偿电路是一种最优的补偿方案。
型射极跟随器补偿电路是一种最优的补偿方案。
４设计实例与结果
参考文献
针对峰值电流控制芯片ＵＣＣ３８９５进行了斜坡【１】ＲｏｎＬｅｎ．实用开关电源设计【Ｍ】．王正仕，张军明译．北京：
补偿设计。主电路采用全桥移相控制，斜坡补偿电路人民邮电出版社．２００６．
如图６ａ所示。［２】刘树林，刘健，钟久明．峰值电流控制变换器斜坡补偿
４．１参数选择
电路的优化设计［Ｊ］．电力电子技术，２００５，３９（５）：７８—８１．采用全桥移相电路多设计的１ｋＷ电源，控制芯［３】王留杰，王松林，来新泉，等．峰值电流模升压变换器分段
片采用ＵＣＣ３８９５．交流输入为１７５～２６５Ｖ；输出电压
线性斜坡补偿设计［Ｊ】．固态电子学研究与进展，２００７，２７（２）：２６９－２７４．
０～３６
Ｖ，输出电流０～３０Ａ；工作频率厂－４０ｋＨｚ；匝比
［４】王瑾，李攀，王进军，等．电流模式ＰＷＭ升压ＤＣ／ＤＣ
Ⅳｏ：Ⅳｓ＝６：１；输出电感Ｌ－－３０ＩｘＨ；经过霍尔取样电阻折变换器斜升坡发生器的设计口ｌ现代电子技术，２００７，３０（１７）：
算得到电流取样电阻Ｒｓ＝０．１５Ｑ，；死区时间ｔｄ＝１
ｉｘｓ。
１６７—１６９，１７６．
第４２卷第１２期２００８年１２月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖ０１．４２Ｎｏ．１２
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
夏泽中，李ｓ．ｉｆ－，陶小鹏
（武汉理工大学，湖北武汉４３００７０）
摘要：针对峰值电流控制模式变换器的不稳定性问题，分析了斜坡补偿的基本原理和峰值电流控制电路的稳定性原理。主要介绍了由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及其参数设计．用以实现在大范围调整占空比时变换器电路的稳定性。以采用峰值电流控制模式的全桥移相变换器为设计实例来设计补偿电路参数，并通过电路实验获得了良好的补偿信号和稳定的变换器控制性能，由此证明了该设计方法的可行性。关键词：变换器；电路；补偿／峰值电流；斜坡补偿
中图分类号：ＴＭ４６
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００一ｌＯＯＸ（２００８）１２—００７１—０３
Ｓｔｕｄｙ
ｏｎ
ＳｌｏｐＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＣｉｒｃｕｉｔｓｉｎＰｅａｋＣｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅＣｏｎｔｒｏｌ
ＸＩＡＺｅ—ｚｈｏｎｇ，ＬＩＹｕａｎ—ｚｈｅｎｇ，ＴＡＯＸｉａｏ—ｐｅｎｇ
（Ｗｕｈａｎ
Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ
ｏｆ
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ
４３００７０，Ｃｈｉｎａ）
ｔｏ
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｍａｉｎｌｙｄｉｓｃｕｓｓｅｓｔｈｅｅｍｉｔｔｅｒｆｏｌｌｏｗｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｉｔｓｐａｒａｍｅｔｅｒｓｄｅｓｉｇｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｕｓｉｎｇｐｅａｋ
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ
ｒｅａｌｉｚｅｔｈｅ
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
ｗｈｅｎｃｈａｎｇｉｎｇｉｎｌａｒｇｅｒｄｕｔｙｒａｔｉｏ．Ｆｏｃｕｓｉｎｇ
ａ
ｏｎ
ｔｈｅｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｐｏｗｅｒ
ｃｕｒｒｅｎｔ—ｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｓｃｈｅｍｅ，ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｓｌｏｐｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｏｒｓｔａｂｉｌｉｚｉｎｇｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔｓｗｉｔｈ
ａ
ｔｈｅ
ｃｕｒｒｅｎｔ—ｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｉｓａｎａｌｙｚｅｄ．Ａｐａｒａｍｅｔｅｒｄｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｉｓｐｅｒｆｏｒｍｅｄｆｏｒｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ，ａｌｉｎｅａｒｓｌｏｐｓｉｇｎａｌａｎｄｓｔａｂｉｌｉｚｅｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｃｏｎｔｒｏｌｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｈｏｗｓｔｈｅｖａｌｉｄｉｔｙｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｃｉｒｃｕｉｔｄｅｓｉｇｎ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｎｅｒ；ｃｏｎｔｒｏｌ；ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ／ｐｅａｋ
ｃｕｒｒｅｎｔ
ａｒｅ
ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ
ｃｉｒｃｕｉｔｅｘｐｅｒｉ—
ａｃｈｉｅｖｅｄ．Ｔｈｅ
ｃｏｎｔｒｏｌ；ｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ
１
引言２斜坡补偿基本原理
２．１斜坡补偿电路结构与工作原理
图１示出基于ＵＣＣ３８９５峰值电流控制模式的全桥移相ＤＣ／ＤＣ变换电路。其工作原理是：把变压器初级电流峰值采样信号与斜坡补偿信号叠加后．在０．８Ｖ基准电压基础上转换为电压输入到ＰＷＭ比较器的反相端：把变压器的次级输出电压经误差放大器反馈到ＰＷＭ比较器的同相端，其输出和控制及驱动电路一起在周期脉冲上控制功率管的开关状态，使输出电压保持稳定。
相对于电压控制技术，峰值电流控制技术具有优越的负载调整特性和抗输入扰动能力。易于实现
限流和过流保护。易于补偿和增益带宽大等优点㈣，
因而获得了广泛的应用。但当峰值电流控制工作于ＣＣＭ模式且占空比Ｄ＞０．５时，会引起系统开环不稳定、次谐波振荡、抗干扰能力差等问题。尤其当电感中的纹波电流成分很小时，这种情况更为严重。因此，需要引入斜坡补偿。
斜坡补偿是指在检测到的电流反馈信号上叠加一个固定斜坡的信号。现有的斜坡补偿技术主要有一次线性补偿、分段线性补偿和非线性补偿，该类补偿网络通常由阻容电路、射极跟随器和镜像电流源
等构成㈣。其中，使用镜像电流源构成的补偿电路
实现起来较复杂；而单纯的阻容电路虽然电路简单易实现．但易反作用于振荡器片内参数，影响系统频率．虽然可以通过参数优化来适应固定电压输出的系统，但不适合输出电压全程可调的系统。
介绍了峰值电流控制模式中斜坡补偿的原理，并详细分析了斜坡补偿电路的选择和优化设计。设计了基于ＵＣＣ３８９５峰值电流控制模式的全桥移相ＤＣ／ＤＣ变换电路，通过实验结果验证了其正确性。
图１峰值电流模式控制全桥移相变换器的斜坡补偿原理图
２．２峰值电流控制电路稳定性分析
图２示出ＣＣＭ模式下峰值电流控制变换器在占空比Ｄ＜０．５和Ｄ＞０．５时的电感电流ｉ。波形。可见，
当Ｄ＜Ｏ．５时，Ａ１２＜Ｍ。，ＡＩ周期性减小，系统是收敛的，说明系统可以稳定；当Ｄ＞０．５时，Ａ１２＞ＡＩ，，ＡＩ周
期性增大，系统发生了开环不稳定现象。
图３示出ＣＣＭ模式下当Ｄ＞０．５时．加斜坡补偿后的如波形。引入适当的斜率为ｍ的补偿斜坡，可使得即使当Ｄ＞０．５时，仍有Ａ１２＜ＡＩ，成立。
定稿日期：２００８—０８—０６
作者简介：夏泽中（１９５８一），男，湖北武汉人，博士，教授，研究
方向为电力电子与电力传动。
第４２卷第１２期
电力电子技术
Ｖ０１．４２Ｎｏ．１２
２００８年１２月
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００８
该数量级的电阻取值显然不利于系统的稳定，因此简单的ＲＣ补偿电路并不能达到满意的补偿效果。
（２）射极跟随器补偿电路
图５示出由射极跟随器构成的斜坡补偿电路及其ＲＡＭＰ波形。Ｒ：和三极管组成斜坡补偿网络，ＣＴ
（ａ）Ｄ＜０．５，△如＜ＡＩＩ
（ｂ）Ｄ＞０．５，Ａ／２＞△，
引脚的波形通过三极管和Ｒ：耦合到ＲＡＭＰ上。通图２
ＣＣＭ模式下五波形
常三极管的放大倍数大于１００，引入射极跟随器后，其补偿电路的等效电阻增加．减小了补偿电路对工作频率的影响。
△，
图５射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
但因为三极管基射极间的导通门槛电压（通常为０；７Ｖ）高于ＣＴ波形的最低电压（０．２Ｖ），使得耦合到ＲＡＭＰ、引脚的补偿信号中有一段死区．如图５ｂ中所示的＆时问段。从而不能实现占空比全程可调，特别是当占空比很小时，会有一个跳跃的过程。因此．需要对其补偿电路进行改进。改进的思路是抬高ＣＴ耦合到三极管的基极电压，如图６ａ所示。通过Ｒ，和Ｒ。的上拉分压作用，使得ＣＴ耦合到三极管基极的信号高于其导通门槛电压，从而消除补偿到ＲＡＭＰ引脚信号的死区，如图６ｂ所示。
图６改进型射极跟随器构成的斜坡补偿电路及波形
３．２斜坡补偿电路参数设计
Ｒ。蓬只。趣
（１）补偿电路对振荡器参数的影响
振荡器工作时，％，巩限定了斜坡的上下限，电路工作频率由ＣＴ充电时间决定。不考虑接入补偿电路时，ｃＴ以８，Ｒ（，Ｒ＝３／Ｒ，）的恒流源进行充电，如图７ａ所示。ＵＣＣ３８９５数据手册上给出ＧＴ的充电时间为：
ＣＤ
ｐ
ｆｏｓｃ＝型！杀尘＋１２０
ＢＳ
（２）
（ａ）未接补偿电路（ｂ）ｃｉ充电电路（ｂ）ｃＴ充电等效电路
图７ｃＴ充电等效电路
当接入射极跟随器后，ＣＴ的充电电路如图７ｂ所示，ＣＴ多了一个电阻网络充电途径。由于通常
峰值电流模式斜坡补偿电路研究
晶体管的放大系数ｑ一１００，所以当Ｒ，＋Ｒ：＝尺，时，其他参数：选择ＧＴ＝４．７ｎＦ，则Ｒ，＝４８／（ｆＣＴ）＝
ｑ（Ｒ。＋尺２）》尺Ｔ，则可忽略Ｒ，＋Ｒ：对￡０６ｃ的影响。ｃＴ的５１
ｋ１２；选择Ｒ。＝１０ｋＱ，如果取Ａｔ＝１００ａｓ，则可取
充电电路可等效为图７ｃ，则有：
￡０ｓｃ娟ｃＴｌｎ砑５Ｒ丽一－２４Ｒ
Ｃ１＝１００ｐＦ；取Ｒ３＝２ＭＩ－Ｉ，Ｒ４＝１０ｋ１２，以满足要求。
（３）
补偿电路参数计算步骤：①电感电流下降沿ｍ’Ｆ式中：Ｒ＝Ｒ３＋Ｒ４。
Ｍ拈＝１．２Ａ／¨ｓ；②反应到初级的电感电流下降沿ｍ：＝
由图７ｃ和式（３）可知，当Ｒ，＋Ｒ≯氓，时，可忽略
ｍ’州＝０．２Ａ仙ｓ；③初级折算为电压下降沿坡度Ｖ砬＝
接入补偿电阻网络对ｃＴ充电时间的影响。在实际应ｍ２Ｒ。＝０．０３Ｖ／仙ｓ；④晶振充电（ＵＣＣ３８９５的ＣＴ端由
０．２
Ｖ充电到２．５
用中，尺３和Ｒ４的选择应满足Ｒ３＋Ｒ４＞＞１０ＲＴ。
Ｖ）的坡度ｙ嘲＝（‰一％）／丁＝
０．０９２由于Ｒ。是为了消除三极管０．７Ｖ死区的上拉电Ｖ／¨ｓ；⑤取Ｍ＝０．７５，由式（１）算得ｍ＝ＭＶ砣＝０．０２２
５阻，所以其阻值可选得很大，通常为兆欧数量级；Ｒ。Ｖ／“ｓ；⑥将以上各参数代入式（４）进行计
可选得较小，为了减小对电路工作频率的影响，要求算，可得Ｒ：＝３０．９ｋＱ，取Ｒ２＝３３ｋＱ。尺。越大越好，所以尺。与Ｒ，选在一个数量级。
４．２实验结果
（２）电流检测信号的滤波参数选择
根据设计将输入交流电压调节到１７５Ｖ。整流在开关管开启过程中，由于电路寄生参数的作后得２５０Ｖ作为全桥的直流电压源。当Ｄ＝０．９时，输
用，会在流过开关管电流昂上产生一个瞬间尖峰电出电压电流都达到最大值３６Ｖ和３０Ａ。此时扰动时流。为了避免芯片的限流功能误动作，需要进行滤电路的输出电压和变压器输入端波形如图８所示。
波。简单的做法为采用图６ａ所示的Ｒ，和Ｃ。组成的前沿电流尖峰滤波电路。
应选择Ｒ，Ｃ，的时间常数远大于开关管寄生电容的放电时问＆（通常约为１００ｎｓ）．且远小于开关
管的开关时间（２５斗ｓ）。则Ｒ，ｃ。的时间常数尺，Ｃ，＝
ｔｌ（５“ｓ，格）ｔ／（５“ｓ／格）
哦
（５－１０）Ａｔ。
（ａ）输出电压波形（ｂ）变压器输入端电压波形
图８实验结果
（３）补偿系数优化
由图可见，斜坡补偿后电路工作稳定，提高了电由图６ａ的射极跟随器补偿电路可知，Ｒ，和Ｒ：构成分压网络，将振荡器耦合过来的波形分压后加源的抗干扰能力。加入斜坡补偿电路后，可使电源占空比在０～１的变化范围内都是稳定的：同时占空比至ＲＡＭＰ引脚。因此，Ｒ。和尺：决定了斜坡补偿斜率。假设振荡器波形斜率为ｍＯＳＣ，则斜坡补偿斜率为：
使用范围的扩大，增加了变压器的利用率．促进了开ｍ：毒Ｌ譬Ｌ１肛丽ｍ咖
关电源的小型化和轻量化。
ｍ咖（４）Ｌ４Ｊ
５
结
论
综上所述．要减小补偿电路对振荡器参数的影峰值电流控制是一种较理想的开关电源控制方响，尺。，Ｒ：，Ｒ。和ｃＴ应尽可能大，三极管的放大系数式。但当工作占空比大于０．５时，电源工作不稳定。ｑ应尽可能大，Ｒ。，Ｒ，和Ｃ。应尽可能小。
会出现失控现象，必须进行斜坡补偿。提出了一种改
对于该改进型射极跟随器补偿电路，只要合理
进型射极跟随器补偿方法，其结构相对简单，比简单
选择各补偿参数，就能获得满意的补偿效果。其结构的ＲＣ补偿电路适应性更强。合理选择各参数可大相对简单，较简单的ＲＣ补偿电路适应性更强，也可
大减小直接进行斜坡补偿对系统的影响。因此，该改适用于占空比Ｄ全程可调的变换器。因此，该改进进型射极跟随器补偿电路是一种最优的补偿方案。
型射极跟随器补偿电路是一种最优的补偿方案。
４设计实例与结果
参考文献
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ｉｘｓ。
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