目录
一，设计内容和要求 .................................................................. 2
1.1 主电路参数 .................................................................. 2 1.2 设计内容 .................................................................... 2 1.3 仿真波形 .................................................................... 2 二，设计方案 ........................................................................ 2
2.1 主电路工作原理 .............................................................. 2 2.2 芯片说明 .................................................................... 3
2.2.1采用的芯片说明 ......................................................... 3 2.2.2 UCC3895引脚说明 ....................................................... 4 2.2.3 UCC3895工作原理 ....................................................... 5 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 ............................................. 7 2.3控制电路设计 ................................................................. 7 三，设计论述 ........................................................................ 7
3.1电路参数设计： ............................................................... 7
3.1.1 主电路参数： .......................................................... 7 3.1.2 变压器的设计 .......................................................... 8 3.1.3 输出滤波电感的设计 ................................................... 9 3.1.4 功率器件的选择 ...................................................... 10 3.1.5 谐振电感的设计 ...................................................... 11 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 ......................................... 12
四，仿真设计 ....................................................................... 13 五，结论 ........................................................................... 14 六，参考文献 ....................................................................... 16
一，设计内容和要求
Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V
1.2 设计内容
主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数
1.3 仿真波形
给出仿真电路，得到仿真波形
二，设计方案
2.1 主电路工作原理
控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。
图2-2 移相控制电路
电路说明：
1、与双极性控制相比，每个开关管并联一个电容。采用MOSFET时，不需要另外并电容和二极管。 2、增加一个谐振电感Llk。
3、利用电感和电容的谐振实现开关管软开关。
4、每个开关管导通时间接近180°，同一桥臂两个开关管互补导通， Q1、Q3为超前桥臂， Q2、Q4为滞后桥臂，超前桥臂超前滞后桥臂一定角度。
2.2 芯片说明
2.2.1采用的芯片说明
UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用
BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。主要有以下特点： （1）输出导通延迟时间编程可控； （2）自适应延迟时间设置功能； （3）双向振荡器同步功能； （4）电压模式控制或电流模式控制；
（5）软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制； （6）占空比控制范围0％～100％； （7）内置7MHz误差放大器； （8）最高工作频率达到1MHz；
（9）工作电流低，500KHz下的工作电流仅为5mA；
（10）欠压锁定状态下的电流仅为150μA。
UCC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20
、PDIP-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式， UCC1895采用CDIP-20和CLCC-20两种封装形式。下面以PDIP-20为例进行介绍，其引脚排列如图2-1所示。
图 2-3
1、20、2：分别为运放的反向输入、同相输入和输出端。
3: PWM比较器的反相输入端。采用平均电流型控制时，接振荡器定时电容CT端，采用峰值控
制时，接电流采样信号（加上斜率补偿信号）
4: 5V基准电压，可为内部供电，也可为外部提供5mA电流，使用时可接0.1uF电容到地 5：接地端
6：振荡器同步端，多台电源同步工作时使用。 7：振荡器定时电容，产生锯齿波。
8：振荡器定时电阻，40–120kΩ之间，控制定时电容充放电。 9、10：分别调整A和B，以及C和D之间的死区时间
11：自适应延时设定，设定最大和最小可调输出延时死去时间的比率，接CS时不延时，接地延时最长。
12：电流采样端
13、14、17、18：A–D驱动输出端，A和B互补，接一个桥臂，C和D互补接另一个桥臂，AC之间有相移，BD之间也有相移。
15：电源端，接15V左右电压，另接1uF旁路电容到地。 16：接地端，与5接在一起。
19：软启动/关断端，当其电压低于0.5V，或ref脚低于4V，或VDD脚低于欠压封锁门限电压时，使3895快速关断。启动时间由外接电阻和电容决定。
UCC3895是采用BCDMOS工艺制作的移相全桥PWM控制器，最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。
UCC3895内部集成了精密基准电源、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图所示。
图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图
2.3控制电路设计 如图2-4所示
三，设计论述
3.1电路参数设计： 3.1.1 主电路参数：
Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V
● 输入电压Vin：300VDC±20% ● 输出电压Vo：48V
输出电流I。：21A
3.1.2 变压器的设计
1)原副边匝比
为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为Vsecmin：
Vsecmin=
Vo+VD+VLf
2Demax
=59.058 (V)
(3.1)
其中，Vo为变换器的输出电压，VD=1.2V为副边整流二极管的导通压降，VLf=1V为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，Demax为变压器副边的最大占空比。
变压器的原副边匝比为：K=2)选磁芯
初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A，其Ae=235mm2。 3)确定原副边匝数
匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数Ns，由电磁感应定律有：
VinVsecmin
=
300⨯(1-20%)
=4.063
59.058
Ns=
Vo
4fsBmAe
2
(3.2)
将Vo=48V，fs=100⨯10Hz，Bm=0.15T，Ae=235mm代入上式有：
3
Ns=
48
=3.404 3-6
4⨯100⨯10⨯0.15⨯235⨯10
取匝，又由Np=K⨯Ns=12.189，取Np=12匝，Np为变压器原边匝数。
4)导线的选取
导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度∆，穿透深度根据下面的公式计算：
N
s=3∆=
(3.3)
式中ω为交变角频率，μ=μrμ0为导线的磁导率，γ为导线的电导率(此处ω=2πfs，μr=1，经过计算，可得∆=0.1975mm，导线直径d应小于2∆，γ=58⨯106/Ω⋅m)，μ0=4π⨯10-7H/m，
所以应选厚度小于0.375mm的铜皮，选取电流密度为J=3.5A/mm，变压器原边的导电面积：
2
1⨯103
Sp===1.4mm2
JVin-minη3.5⨯300⨯(1-20%)⨯85%
Po
所以原边选用一层0.15⨯20mm的铜皮绕制。此处Vin-min为模块输入电压的最小值。 同理，
变压器副边绕组的导电面积为Ss=的铜皮一层绕制。
5)窗口面积核算
变压器的原副边都采用铜皮绕制，所以只需核算一下磁芯的窗口宽度即可。窗口中铜皮的厚度为原副边的铜皮厚度之和：12⨯0.15+0.25⨯4⨯2=3.8mm，小于EE42A的窗口长度8.75mm，所选磁芯完全适合
2
=
=4.24mm2，实际选用0.25⨯20mm2
3.1.3 输出滤波电感的设计
1. 电感值的选取
滤波电感的经验设计是使电感电流的脉动为额定输出电流的20%，也就是说要使电感电流为额定输出的10%时电感电流是临界连续的，因为每个模块的额定输出为21A，所以应设定电感电流输出2.1A时电感电流是临界连续的，那么有：
⎛11⎫Ts
Lf⨯∆I +⎪=
V/K-VVo⎭2o⎝in-max
⎫Vo⎛Vo
1- ⎪
2fs⨯∆I⎝Vin-max/K⎭
(3.4)
Lf=
(3.5)
若考虑整流管压降VD和输出滤波电感寄生电阻而引起的直流压降VLf，则：
Lf=
VoVo
(1-)
2fs⨯∆IVin-max/K-VD-VLf
(3.6)
其中Vin-mod max是模块输入电压的最大值。将Vo=48V、fs=100⨯103Hz、K=4、
Vin-max=300⨯(1+0.2)V、VD=1.2V、VLf=1V、∆I=4.2A代入上式，可计算得Lf=43uH。
2. 滤波电感的设计 滤波电感的设计步骤：
1) 根据功率容量和工作状态，选用EE42磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=182mm。 2) 初选气隙d=1.7mm，根据公式：
2
L=
μ0N2Ae
d
(3.7)
可得绕组匝数N=18.9，取N=19，则实际气隙d=1.9mm。 3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：
Bm=
μ0NI
d
(3.8)
其中I=Io+∆iLf/2=23.2A，可得Bm=0.29T。EE42的饱和磁密Bs=0.39T，Bm
4)导线的选取。
滤波电感电流有效值的最大值ILfmax=I。+∆iLf/2=23.2A，取电流密度为4A/mm，则需要的
2
导线截面积为S=ILfmax/J=5.8mm。考虑集肤效应，选用0.3⨯0.2mm的铜皮单层绕制。
2
2
5) 窗口面积核算
滤波电感用铜皮绕制，因此只要核算窗口宽度即可。需要的窗口宽度为0.3⨯14mm=4.2mm，小于EE42的窗口宽度8.75mm，该磁芯符合设计需要。
3.1.4 功率器件的选择
1) 开关管的选择
FB-ISOP组合变换器的开关管的电压应力Vds为每个模块的输入电压，是总的输入电压的一半，可得Vdsmax=Vin-max=300⨯1.2=360V，电流应力Is为每个模块输出电流折射到原边的电流值，可得Ismax=Io/K=5.25A，考虑裕量，可选用IXYS公司的IRFP460(540V/20A)。 2) 输出整流二极管的选择
变压器副边采用全波整流，因此输出整流二极管承受的电压为两倍的变压器副边电压，二极管的最大电压应力Vdmax=
2Vin-max2⨯300⨯(1+20%)
==180V。二极管最大电流应力Idmax为K4
=
=16.337A，Io-modmax是每个模块输出电流的最大值。考虑一定的电
压电流裕量，选用IXYS公司的共阴极二极管DSEC60-04AC (234V/2⨯30A)。
3.1.5 谐振电感的设计
1 电感值的选取
考虑到谐振电感的选用必须满足由于：
Dlossmax+2Demax
(3.9)
2Demax=
Vo+VD+VLfVin-min/K
=
48+1.2+1
=0.6275，因此Dlossmax
300⨯0.8/3
最大占空比丢失为Dloss=0.3，可以得到谐振电感量为：
Lr=
Vin-minKDloss
=34.28(μH)
4Iofs
(3.10)
实际选取选择谐振电感为34.3μH。
'
根据原理样机的性能要求，选IRF460作为主开关管，在Vdc＝25V时，其结电容Co=870pF。
'MOSFET输出电容是非线性的，等效电容值与Vds
有Coss=Co[29]
，因此：
Coss=870=265(pF)
(3.11)
滞后管开关时，变压器副边是短路的，实现软开关的能量只有Lr的能量。因此为了实现软开关，必须满足下式：
124
IlagLr≥CossVin2 23
由此，可以得到：
(3.12)
Ilagmin
==0.083(A)
(3.13)
此时对应的负载电流为0.083⨯3=0.249(A)，是满载电流的11.86％，也就是说，当负载电流大于满载电流的11.86％时，滞后管可以实现软开关。
超前管的驱动信号之间的死区时间设置为td(lead)=200ns，在死区时间内，将即将开通的超前管的
11
结电容电荷全部抽光所需要的电流为：
ileadmin=
CossVin
=0.398(A)
td(lead)
(3.14)
该电流对应于负载电流为0.398⨯3=1.192(A)，是负载电流的5.7%，也就是说，当负载电流大于满载电流的5.7%，超前管可以实现软开关。
2 谐振电感的设计
1) 根据功率容量和工作状态，选用EE33磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=111mm。 2) 初选气隙d=0.5mm，根据公式：
2
L=
μ0N2Ae
d
(3.15)
可得绕组匝数N=11.08，取N=11，则实际气隙d=0.39mm。 3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：
Bm=
μ0NI
d
(3.16)
其中I=Io-mod+∆iLf/2/K=5.8A，可得Bm=0.2T。EE33的饱和磁密Bs=0.39T，Bm
4) 导线的选取。
谐振电感电流有效值的最大值Irmax=I=5.8A，取电流密度为4A/mm，则需要导线的面积为
2
()
S=Irmax/J=1.45mm2。这里选用励磁线（每股为φ0.1的漆包线100根绞制）绕制，其导电面积为
S1=
π⨯0.12⨯100
4
=0.785mm2，因此需要的股数为S/S1＝2。
5) 窗口面积核算
取填充系数Ku=0.3，则需要磁芯的窗口面积为5⨯3⨯S1/Ku＝39.25mm，小于EE33的窗口面积为63.8mm，所选磁芯满足要求。
2
2
3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择
根据∆Uo=
∆Q(1-2D)Uo
=，ΔUo=0.1mV代入，2D=0.85，fs=100kHz，并将前面所求得的滤波C8LCfs2
12
电感值L代入，可求得C=0.021F。
四，仿真设计
5-1 控制电路
图5-2 主电路
13
图5-3是在上述参数下的控制电路输出波形
说明：当主电路输入电压Vin保持不变时，变换器的输出电压Vo不变，其输出电流Io保持不变。而两测量点A、B之间的电压差值即Ua-Ub的电压成阶梯状周期性变化。
五，结论
本文介绍了移相全桥DC／DC变换器控制芯片UCC3895，与此前同类芯片比较增加了自适应死区时间控制。设计了一台300V／48V的DC／DC变换器的设计，该方案采用了峰值电流控制模式，可在较大范围内实现移相全桥零电压开关(ZVS)。最大可实现1～2kW的功率变换。实验证实了UCC3895的控制功能。预计会有较大的应用前景。
14
六，参考文献
[1]张兴.《电力电子技术》.科学出版社.2010年7月，第一版
[2]王兆安，黄俊．《电力电子技术》（第四版）机械工业出版社，2000年
[3]刘 刚,胡绳荪等.《焊接逆变器偏磁问题及其防止措施的研究》.电焊机,1993 年 [4]李宪正等.《电流型PWM 控制器UC2846 及其在逆变弧焊电源中的应用》.1996年 [5]UNITRODE. Product & Applications Handbook.U2NITRODE ,1996年. [6]IR 公司. .西安电力电子技术研究所,1994年.
15
《电力半导体器件应用指南》
目录
一，设计内容和要求 .................................................................. 2
1.1 主电路参数 .................................................................. 2 1.2 设计内容 .................................................................... 2 1.3 仿真波形 .................................................................... 2 二，设计方案 ........................................................................ 2
2.1 主电路工作原理 .............................................................. 2 2.2 芯片说明 .................................................................... 3
2.2.1采用的芯片说明 ......................................................... 3 2.2.2 UCC3895引脚说明 ....................................................... 4 2.2.3 UCC3895工作原理 ....................................................... 5 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 ............................................. 7 2.3控制电路设计 ................................................................. 7 三，设计论述 ........................................................................ 7
3.1电路参数设计： ............................................................... 7
3.1.1 主电路参数： .......................................................... 7 3.1.2 变压器的设计 .......................................................... 8 3.1.3 输出滤波电感的设计 ................................................... 9 3.1.4 功率器件的选择 ...................................................... 10 3.1.5 谐振电感的设计 ...................................................... 11 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 ......................................... 12
四，仿真设计 ....................................................................... 13 五，结论 ........................................................................... 14 六，参考文献 ....................................................................... 16
一，设计内容和要求
Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V
1.2 设计内容
主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数
1.3 仿真波形
给出仿真电路，得到仿真波形
二，设计方案
2.1 主电路工作原理
控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。
图2-2 移相控制电路
电路说明：
1、与双极性控制相比，每个开关管并联一个电容。采用MOSFET时，不需要另外并电容和二极管。 2、增加一个谐振电感Llk。
3、利用电感和电容的谐振实现开关管软开关。
4、每个开关管导通时间接近180°，同一桥臂两个开关管互补导通， Q1、Q3为超前桥臂， Q2、Q4为滞后桥臂，超前桥臂超前滞后桥臂一定角度。
2.2 芯片说明
2.2.1采用的芯片说明
UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用
BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。主要有以下特点： （1）输出导通延迟时间编程可控； （2）自适应延迟时间设置功能； （3）双向振荡器同步功能； （4）电压模式控制或电流模式控制；
（5）软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制； （6）占空比控制范围0％～100％； （7）内置7MHz误差放大器； （8）最高工作频率达到1MHz；
（9）工作电流低，500KHz下的工作电流仅为5mA；
（10）欠压锁定状态下的电流仅为150μA。
UCC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20
、PDIP-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式， UCC1895采用CDIP-20和CLCC-20两种封装形式。下面以PDIP-20为例进行介绍，其引脚排列如图2-1所示。
图 2-3
1、20、2：分别为运放的反向输入、同相输入和输出端。
3: PWM比较器的反相输入端。采用平均电流型控制时，接振荡器定时电容CT端，采用峰值控
制时，接电流采样信号（加上斜率补偿信号）
4: 5V基准电压，可为内部供电，也可为外部提供5mA电流，使用时可接0.1uF电容到地 5：接地端
6：振荡器同步端，多台电源同步工作时使用。 7：振荡器定时电容，产生锯齿波。
8：振荡器定时电阻，40–120kΩ之间，控制定时电容充放电。 9、10：分别调整A和B，以及C和D之间的死区时间
11：自适应延时设定，设定最大和最小可调输出延时死去时间的比率，接CS时不延时，接地延时最长。
12：电流采样端
13、14、17、18：A–D驱动输出端，A和B互补，接一个桥臂，C和D互补接另一个桥臂，AC之间有相移，BD之间也有相移。
15：电源端，接15V左右电压，另接1uF旁路电容到地。 16：接地端，与5接在一起。
19：软启动/关断端，当其电压低于0.5V，或ref脚低于4V，或VDD脚低于欠压封锁门限电压时，使3895快速关断。启动时间由外接电阻和电容决定。
UCC3895是采用BCDMOS工艺制作的移相全桥PWM控制器，最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。
UCC3895内部集成了精密基准电源、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图所示。
图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图
2.3控制电路设计 如图2-4所示
三，设计论述
3.1电路参数设计： 3.1.1 主电路参数：
Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V
● 输入电压Vin：300VDC±20% ● 输出电压Vo：48V
输出电流I。：21A
3.1.2 变压器的设计
1)原副边匝比
为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为Vsecmin：
Vsecmin=
Vo+VD+VLf
2Demax
=59.058 (V)
(3.1)
其中，Vo为变换器的输出电压，VD=1.2V为副边整流二极管的导通压降，VLf=1V为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，Demax为变压器副边的最大占空比。
变压器的原副边匝比为：K=2)选磁芯
初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A，其Ae=235mm2。 3)确定原副边匝数
匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数Ns，由电磁感应定律有：
VinVsecmin
=
300⨯(1-20%)
=4.063
59.058
Ns=
Vo
4fsBmAe
2
(3.2)
将Vo=48V，fs=100⨯10Hz，Bm=0.15T，Ae=235mm代入上式有：
3
Ns=
48
=3.404 3-6
4⨯100⨯10⨯0.15⨯235⨯10
取匝，又由Np=K⨯Ns=12.189，取Np=12匝，Np为变压器原边匝数。
4)导线的选取
导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度∆，穿透深度根据下面的公式计算：
N
s=3∆=
(3.3)
式中ω为交变角频率，μ=μrμ0为导线的磁导率，γ为导线的电导率(此处ω=2πfs，μr=1，经过计算，可得∆=0.1975mm，导线直径d应小于2∆，γ=58⨯106/Ω⋅m)，μ0=4π⨯10-7H/m，
所以应选厚度小于0.375mm的铜皮，选取电流密度为J=3.5A/mm，变压器原边的导电面积：
2
1⨯103
Sp===1.4mm2
JVin-minη3.5⨯300⨯(1-20%)⨯85%
Po
所以原边选用一层0.15⨯20mm的铜皮绕制。此处Vin-min为模块输入电压的最小值。 同理，
变压器副边绕组的导电面积为Ss=的铜皮一层绕制。
5)窗口面积核算
变压器的原副边都采用铜皮绕制，所以只需核算一下磁芯的窗口宽度即可。窗口中铜皮的厚度为原副边的铜皮厚度之和：12⨯0.15+0.25⨯4⨯2=3.8mm，小于EE42A的窗口长度8.75mm，所选磁芯完全适合
2
=
=4.24mm2，实际选用0.25⨯20mm2
3.1.3 输出滤波电感的设计
1. 电感值的选取
滤波电感的经验设计是使电感电流的脉动为额定输出电流的20%，也就是说要使电感电流为额定输出的10%时电感电流是临界连续的，因为每个模块的额定输出为21A，所以应设定电感电流输出2.1A时电感电流是临界连续的，那么有：
⎛11⎫Ts
Lf⨯∆I +⎪=
V/K-VVo⎭2o⎝in-max
⎫Vo⎛Vo
1- ⎪
2fs⨯∆I⎝Vin-max/K⎭
(3.4)
Lf=
(3.5)
若考虑整流管压降VD和输出滤波电感寄生电阻而引起的直流压降VLf，则：
Lf=
VoVo
(1-)
2fs⨯∆IVin-max/K-VD-VLf
(3.6)
其中Vin-mod max是模块输入电压的最大值。将Vo=48V、fs=100⨯103Hz、K=4、
Vin-max=300⨯(1+0.2)V、VD=1.2V、VLf=1V、∆I=4.2A代入上式，可计算得Lf=43uH。
2. 滤波电感的设计 滤波电感的设计步骤：
1) 根据功率容量和工作状态，选用EE42磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=182mm。 2) 初选气隙d=1.7mm，根据公式：
2
L=
μ0N2Ae
d
(3.7)
可得绕组匝数N=18.9，取N=19，则实际气隙d=1.9mm。 3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：
Bm=
μ0NI
d
(3.8)
其中I=Io+∆iLf/2=23.2A，可得Bm=0.29T。EE42的饱和磁密Bs=0.39T，Bm
4)导线的选取。
滤波电感电流有效值的最大值ILfmax=I。+∆iLf/2=23.2A，取电流密度为4A/mm，则需要的
2
导线截面积为S=ILfmax/J=5.8mm。考虑集肤效应，选用0.3⨯0.2mm的铜皮单层绕制。
2
2
5) 窗口面积核算
滤波电感用铜皮绕制，因此只要核算窗口宽度即可。需要的窗口宽度为0.3⨯14mm=4.2mm，小于EE42的窗口宽度8.75mm，该磁芯符合设计需要。
3.1.4 功率器件的选择
1) 开关管的选择
FB-ISOP组合变换器的开关管的电压应力Vds为每个模块的输入电压，是总的输入电压的一半，可得Vdsmax=Vin-max=300⨯1.2=360V，电流应力Is为每个模块输出电流折射到原边的电流值，可得Ismax=Io/K=5.25A，考虑裕量，可选用IXYS公司的IRFP460(540V/20A)。 2) 输出整流二极管的选择
变压器副边采用全波整流，因此输出整流二极管承受的电压为两倍的变压器副边电压，二极管的最大电压应力Vdmax=
2Vin-max2⨯300⨯(1+20%)
==180V。二极管最大电流应力Idmax为K4
=
=16.337A，Io-modmax是每个模块输出电流的最大值。考虑一定的电
压电流裕量，选用IXYS公司的共阴极二极管DSEC60-04AC (234V/2⨯30A)。
3.1.5 谐振电感的设计
1 电感值的选取
考虑到谐振电感的选用必须满足由于：
Dlossmax+2Demax
(3.9)
2Demax=
Vo+VD+VLfVin-min/K
=
48+1.2+1
=0.6275，因此Dlossmax
300⨯0.8/3
最大占空比丢失为Dloss=0.3，可以得到谐振电感量为：
Lr=
Vin-minKDloss
=34.28(μH)
4Iofs
(3.10)
实际选取选择谐振电感为34.3μH。
'
根据原理样机的性能要求，选IRF460作为主开关管，在Vdc＝25V时，其结电容Co=870pF。
'MOSFET输出电容是非线性的，等效电容值与Vds
有Coss=Co[29]
，因此：
Coss=870=265(pF)
(3.11)
滞后管开关时，变压器副边是短路的，实现软开关的能量只有Lr的能量。因此为了实现软开关，必须满足下式：
124
IlagLr≥CossVin2 23
由此，可以得到：
(3.12)
Ilagmin
==0.083(A)
(3.13)
此时对应的负载电流为0.083⨯3=0.249(A)，是满载电流的11.86％，也就是说，当负载电流大于满载电流的11.86％时，滞后管可以实现软开关。
超前管的驱动信号之间的死区时间设置为td(lead)=200ns，在死区时间内，将即将开通的超前管的
11
结电容电荷全部抽光所需要的电流为：
ileadmin=
CossVin
=0.398(A)
td(lead)
(3.14)
该电流对应于负载电流为0.398⨯3=1.192(A)，是负载电流的5.7%，也就是说，当负载电流大于满载电流的5.7%，超前管可以实现软开关。
2 谐振电感的设计
1) 根据功率容量和工作状态，选用EE33磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=111mm。 2) 初选气隙d=0.5mm，根据公式：
2
L=
μ0N2Ae
d
(3.15)
可得绕组匝数N=11.08，取N=11，则实际气隙d=0.39mm。 3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：
Bm=
μ0NI
d
(3.16)
其中I=Io-mod+∆iLf/2/K=5.8A，可得Bm=0.2T。EE33的饱和磁密Bs=0.39T，Bm
4) 导线的选取。
谐振电感电流有效值的最大值Irmax=I=5.8A，取电流密度为4A/mm，则需要导线的面积为
2
()
S=Irmax/J=1.45mm2。这里选用励磁线（每股为φ0.1的漆包线100根绞制）绕制，其导电面积为
S1=
π⨯0.12⨯100
4
=0.785mm2，因此需要的股数为S/S1＝2。
5) 窗口面积核算
取填充系数Ku=0.3，则需要磁芯的窗口面积为5⨯3⨯S1/Ku＝39.25mm，小于EE33的窗口面积为63.8mm，所选磁芯满足要求。
2
2
3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择
根据∆Uo=
∆Q(1-2D)Uo
=，ΔUo=0.1mV代入，2D=0.85，fs=100kHz，并将前面所求得的滤波C8LCfs2
12
电感值L代入，可求得C=0.021F。
四，仿真设计
5-1 控制电路
图5-2 主电路
13
图5-3是在上述参数下的控制电路输出波形
说明：当主电路输入电压Vin保持不变时，变换器的输出电压Vo不变，其输出电流Io保持不变。而两测量点A、B之间的电压差值即Ua-Ub的电压成阶梯状周期性变化。
五，结论
本文介绍了移相全桥DC／DC变换器控制芯片UCC3895，与此前同类芯片比较增加了自适应死区时间控制。设计了一台300V／48V的DC／DC变换器的设计，该方案采用了峰值电流控制模式，可在较大范围内实现移相全桥零电压开关(ZVS)。最大可实现1～2kW的功率变换。实验证实了UCC3895的控制功能。预计会有较大的应用前景。
14
六，参考文献
[1]张兴.《电力电子技术》.科学出版社.2010年7月，第一版
[2]王兆安，黄俊．《电力电子技术》（第四版）机械工业出版社，2000年
[3]刘 刚,胡绳荪等.《焊接逆变器偏磁问题及其防止措施的研究》.电焊机,1993 年 [4]李宪正等.《电流型PWM 控制器UC2846 及其在逆变弧焊电源中的应用》.1996年 [5]UNITRODE. Product & Applications Handbook.U2NITRODE ,1996年. [6]IR 公司. .西安电力电子技术研究所,1994年.
15
《电力半导体器件应用指南》