研究与设计
一种ＺＶＺＣＳ软开关电源的应用
许胜辉１，魏岚婕２
（１．武汉职业技术学院电信工程学院，湖北武汉４３００７４；２．中建国际（深圳）设计顾问有限公司杨浦分公司，湖北武汉４３００７４）
摘要：以拓展开关电源“软开关动作”状态为出发点，提出了一种先进的ＺＶＺＣＳ软开关电源的控制技术。其整体电路由三相桥式全控整流、功率因数校正和移相全桥零电压软开关ＤＣ／ＤＣ直流电源变换，重点在于软开关技术的应用，对全桥变换的软开关电源进行了理论上的分析和实验研究。其中包括开关电源工作中开关损耗的产生原因、全桥式变换电软开关实现方式、ＺＶＺＣＳ软开关变换器主电路的分析与设计。最后对全桥变换的软开关电路控制方式的研究和分析、
源进行了实验验证，证明了此种ＺＶＺＣＳ软开关电源的有效性和可行性。关键词：整流；功率因数校正；移相全桥；软开关中图分类号：ＴＭ４６
文献标识码：Ａ
文章编号：１００２－０８７Ｘ（２０１３）０４－０６２８－０５
ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆａｎｏｖｅｌＺＶＺＣＳｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｏｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅ
ＸＵＳｈｅｎｇ－ｈｕｉ１，ＷＥＩＬａｎ－ｊｉｅ２
（１．ＤｅｐａｒｔｍｅｎｔｏｆＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＷｕｈａｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＷｕｈａｎＨｕｂｅｉ４３００７４，Ｃｈｉｎａ；
２．ＣｈｉｎａＣｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎＤｅｓｉｇｎＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ，ＷｕｈａｎＨｕｂｅｉ４３００７４，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｎｏｖｅｌａｄｖａｎｃｅｄＺＶＺＣＳｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｃｏｎｔｒｏｌｐｒｉｎｃｉｐｌｅｆｏｒｎａｔｕｒａｌｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗａｓ
Ｔｈｅ
ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎａｎｄｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅＺＶ
ｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ
ｐｒｅｓｅｎｔｅｄｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｔｈｅｎａｔｕｒａｌｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇａｃｔ－ｓｔａｔｅｆｏｒｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅ．ｃｉｒｃｕｉｔｗａｓｃｏｍｐｏｓｅｄｏｆｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅｂｒｉｄｇｅｆｕｌｌｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，ｔｒａｎｓｆｏｒｍｗａｓｐｒｏｃｅｓｓｅｄａｎｄａｎａｌｙｚｅｄ．
ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＤＣ／ＤＣｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ａｎｄｔｈｅｋｅｙｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅｗａｓａｄｏｐｔｅｄ．Ｔｈｅｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｏｆｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ
Ｉｔｉｎｃｌｕｄｅｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗａｓｔｅｃａｕｓｅｉｎｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｔｕｒｎｅｄ，
ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇａｃｔ－ｓｔａｔｅ，
ｔｒａｎｓｆｏｒｍｃｉｒｃｕｉｔｃｏｎｔｒｏｌｍｏｄｅｏｆｒｅｓｅａｒｃｈａｎｄａｎａｌｙｓｉｓ，
ＺＶＺＣＳｃｏｎｖｅｒｔｅｒｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔ
ａｎａｌｙｚｅａｎｄｄｅｓｉｇｎ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｏｆｔｈｅｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｗａｓｃｏｍｐｌｅｔｅｄ，ｗｈｉｃｈｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｄｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓａｎｄｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｓｃｈｅｍｅ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ；ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ；ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ在开关电源中［１－４］，开关采用软开关技术是减小电源损耗和提高电源效率的有效手段。本文对软开关变换器［５－７］的电路拓扑结构进行分析比较，选择了适合大功率电能转换的拓扑全桥变换器电路进行研究，并对该种桥式变换器的控制方案进行了分析，得出了ＺＶＺＣＳＰＷＭ全桥变换器的控制方式，详细分析了如何在全桥结构上实现零电压开关和零电流开关等问题。
本文对ＺＶＺＣＳ全桥软开关电源进行了研究与设计，最后进行了通过实验证明了所设计的开关电源控制系统性能优良，能满足电源系统的需要。
功率因数校正（ＡＰＦＣ）。而采用的软开关变换技术，是为了提高开关电源的效率和减少ＥＭＩ。其整体电路图如图１所示。图１中，高频变压器二次侧有两个绕组并且相等，使得输出经Ｄ５、Ｄ６双半波整流后输出倍频ＰＷＭ直流电压。
１工作原理
本开关电源电路整体分为三部分［７］，三相桥式全控整流、功率因数校正和移相控制ＰＷＭ软开关变换。整流是将交流电转换成直流电，与此同时，为了减轻电网的污染，采用了有源
收稿日期：２０１２－０９－１７
基金项目：国家自然科学基金（５０８０７０１９）作者简介：许胜辉（１９６６—），男，湖北省人，副教授，硕士，主要研究方向为自动控制技术。
图１整体电路图
２移相控制软开关分析
２．１移相控制ＰＷＭ软开关的实现
移相控制ＰＷＭ软开关主电路图如图２所示。根据四只开关管的导通情况不同，ＤＣ／ＤＣ全桥变换器存在＋１，０，－１三种作用状态。讨论软开关的实现之前，有必要说明全桥变换器的三种工作状态。（１）＋１状态，当Ｔ１和Ｔ４同时导通时，加在变压器原边ＡＢ两点上的电压为正的输入电压，Ｖａｂ＝（＋１）Ｖｉｎ。（２）０状
研究与设计
态，当Ｔ１（Ｄ１）和Ｔ２（Ｄ２）同时导通或Ｔ３（Ｄ３）和Ｔ４（Ｄ４）同时导通，当Ｃ３电压降到零时，Ｄ３自然导通，为Ｔ３的零电压开通创造了Ｔ３的开通损耗基本为零。在此状态下，条件，此时提前开通Ｔ３，变压器原边的电压为零，该切换方式为（＋１）／０切换方式。在斜Ｔ３的关断和Ｔ１的开通，其工作原理对角两只开关管工作时，完全一样。
Ｖａｂ＝０＝（０）Ｖｉｎ。（３）－ｌ状态，当Ｔ２和Ｔ３同时导通时，Ｖａｂ＝（－１）Ｖｉｎ。根据开关管的三种工作状态，全桥变换器三种切换方式：①＋１／－１（或－１／＋１）；②＋１／０（或－１／０）；③０／＋１（或０／－１）。
在图２中，如果开关桥采取斜对角两只开关管同时关断的方式，图中的Ｌｉｋ是主变压器的漏感。当Ｔ１δＴ４（或Ｔ２δＴ３）同时关断时，由于Ｌｉｋ的存在，原边电流ｉＦ不会立即减小到零，这时Ｔ１δＴ４（或Ｔ２δＴ３）中的电流立即转到Ｔ２δＴ３（或Ｔ１δＴ４）中，Ｖａｂ＝（－１）
２．２全桥变换器中占空比丢失分析
占空比丢失是移相控制ＰＷＭ变换器中一个特有的现象。在变换器工作的零状态，必须有一段谐振时间使开关管实现软开关。由于高频变压器漏感的存在也会使变压器副边产生相对于原边的电压脉冲宽度减小现象。占空比丢失对变换器的性能、效率有较大的影响，分析和研究开关死区、占空比减小的原因及其影响是研究软开关ＰＷＭ移相控制的重要内
如图３所示，描绘了全桥变换器开关管Ｔ１断到开关管Ｔ３
Ｖｉｎ中［或Ｖａｂ＝（＋１）Ｖｉｎ］。出现＋１／－１（或－１／＋１）切换方式。这个电压使原边电流减小到零。
容。
３ｄｃ
通这段时间的开关切换状况。图３（ａ）是Ｔ１刚刚关断时，电容Ｃ１上的电压基本为零，Ｃ上的电压为Ｖ，变压器原边仍然向副边提供能量，根据电机学中变压器的分析方法，将变压器二次可以认为原边电侧负载折算到一次侧，由于滤波电感Ｌｆ很大，流ｉＦ近似不变。当变压器原边电压下降到不能提供副边能量时，整流二极管Ｄ５和Ｄ６同时导通，将变压器原边电压钳位在０Ｖ，此时的状态如图３（ｂ）所示，由于并联电容很小，在整个过类似于一个恒流源，Ｃ３上的电压为：程中近似认为ｉＦ不变，
（１）
Ｃ３上的电压下降到零所需要的时间为：
（２）
图２移相控制软开关主电路图
为了实现开关管的软开关特性，可以给它们分别并联吸收电容，如图２所示的Ｃ１～Ｃ４。当开关管关断时，原边电流给关断管如Ｔ１和Ｔ４的并联电容Ｃ１和Ｃ４充电，同时给Ｃ２和Ｃ３放电。这样就限制了Ｔ１和Ｔ４的电压上升率，实现了Ｔ１和Ｔ４的软关断。当Ｃ１和Ｃ４的电压上升到Ｖｉｎ时，Ｃ２和Ｃ３的电压同Ｔ２和Ｔ３的反并二极管Ｄ２和Ｄ３导通，为Ｔ２和Ｔ３时下降为零，
提供了零电压开通的条件。但是如果此时开通Ｔ２和Ｔ３，变压器原边出现的就是占空比为１的交流方波电压，不能实现ＰＷＭ控制。
为了实现ＰＷＭ控制，在Ｔ２和Ｔ３的反并二极管Ｄ２和Ｄ３
导通时，不能开通Ｔ２和Ｔ３。由于此时Ｖａｂ＝（－１）Ｖｉｎ，原边电流ｉＦ将在此负电压的作用下减小，并且回到零。由于４只开关管都处于关断状态，其并联电容就会与漏感产生谐振。原边电流ｉＦ反向增加，Ｃ１和Ｃ４放电，Ｃ２和Ｃ３充电。那么当Ｔ２和Ｔ３开通其电荷就直接通过开时，其并联电容Ｃ２和Ｃ３的电压不为零，关管释放，电容的能量全部消耗在Ｔ２和Ｔ３中，导致开关管发热，而且在开关管中产生开通电流尖峰，损坏开关管，也不能实现软开关。从上面的分析可知，在斜对角两只开关管同时关断的切换方式下，出现了＋１／－１或－１／＋ｌ的切换方式，无法实若将斜对角两只开关管的导通时间现开关管的软开关。但是，
相对错开一个时间，即一只开关管提前开通一段时间，关断时间不变；另一只开关管开通时间不变，关断时间延时一段时间。就会改善开关管的开关状态。将开关管Ｔ１和Ｔ３提前开通，并定义Ｔ１和Ｔ３组成的桥臂为超前桥臂；开关管Ｔ２和Ｔ４滞后关断，并定义Ｔ２和Ｔ４组成的桥臂为滞后桥臂。
采用移相控制方式时，如图２所示的电路中，当Ｔ１、Ｔ４均导通的时刻，变压器原边上的电压为（＋１）Ｖｄｃ，电流ｉＦ流过Ｔ１、变压器原边、Ｔ４。关断时，首先关断Ｔ１，ｉＦ给Ｃ１充电，给Ｃ３放限制了Ｔ１端电压的上升率，Ｔ１实现电。由于Ｃ１和Ｃ３的存在，
零电压关断。由于变压器漏感和滤波电感的存在ｉＦ近似不变。
ｔ１是开关管Ｔ１和Ｔ３驱动信号之间的死区时间，由式（２）可知，当负载小的时候，ｉＦ就小，ｔ１则变大，所以要保证超前桥臂Ｔ１和Ｔ３驱动信号之间的延时时间应取小负载的零电压开通，时的计算值。
图４描绘了移相控制全桥变换器开关管Ｔ４关断到Ｔ２开通这段时间变换器工作的状况。Ｔ４刚关断时，Ｃ４上电压基本为
研究与设计
零，Ｃ２上电压为Ｖｄｃ，原边电流ｉＦ由Ｃ２、Ｃ４两条路径提供，即原同时又给Ｃ４充电。由于Ｃ２、边电流ｉＦ用来抽走Ｃ２上的电荷，
Ｃ４的存在，Ｔ４实现零电压关断。变压器原边绕组仍然被钳位在０Ｖ，这段时间实际上是电容Ｃ２、Ｃ４和电感Ｌｉｋ在谐振工作，Ｃ２上的电压为：
（３）
Ｃ２上的电压下降到０所需要的时间为：
（４）
调节范围为４３～５８Ｖ；输出电流额流：输出电压额定值４８Ｖ，定值５０Ａ；电源效率≥８５％。３．１．１输入整流滤波电路的设计
在交流输入部分，一般采取的输入方式有单相输入、三相四线方式、三相无中线方式。在中大功率场合，由于单个模块的输入电流较大，采用单相输入方式时，各相分担模块数稍有不同即可造成三相用电的不平衡和中线电流过大的问题，而
（５）
而变压器副边由于占空比的丢失，副边占空比小于原边占空比；产生占空比丢失的原因是：当滞后桥臂的开关管开通后，存在原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流的时间，在这段时间里，虽然原边有正电压方波（或负电压方波），但原边不足以提供负载电流，副边的两个整流二极管全部导通，二极管处于续流状态，变压器原边电压钳位在０Ｖ，直到原边原边开始向副边提供能量。这段时间电流增加到大于ｉＦ／Ｋ后，
的工作状态以Ｔ２开通为例，用图５描述。
且单相整流的电压较三相整流的电压低得多，使得ＤＣ／ＤＣ变换电路的电流大，功耗亦增大，故采用三相输入；三相四线方式也有类似的问题，所以本设计的输入部分采用三相无中线方式，经功率二极管组成的三相桥式整流器输出脉动直流。３．１．２功率因数校正电路的设计
为了解决电力电子装置的谐波污染问题，基本思路有两条：一是装设谐波补偿装置来补偿谐波，如有源电力滤波器；另一是对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数可控。对于新型的电力电子设备，多采用后一种思路，加入功率因数校正器，它的原理就是在整流器与负载直接接ＤＣ／ＤＣ开关变换器，应用电流反馈技术，使得输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可使得输入端电流接近正弦，从而使得输入端的谐波畸变率小于５％，而功率因数可以提高到０．９９或更高。
ｔ２开关管驱动信号之间的死区时间。由上述超前桥臂和滞后桥臂的死区时间看，开关管所能达到的最大占空比是：
３．２逆变电路拓扑和控制方式的选择
根据对软开关电源的拓扑分类及其分析可知，在中大功率电源中，软开关逆变电路形式有ＺＶＳＰＷＭ全桥和ＺＶＺＣＳＰ－开关桥一般是由ＩＧＢＴ构成ＷＭ全桥两种。在大功率电源中，
Ｔ２刚开通时，漏感中的电流为Ｉ１，流经Ｄ２、Ｖｄｃ、Ｄ３回到Ｌｉｋ，漏感然后反相增加，记为Ｉ２，流经电流在Ｖｄｃ的作用下减小到零，
Ｖｄｃ、Ｔ２、Ｌｉｋ和Ｔ３回到Ｖｄｃ。直到Ｉ２增加到Ｉ１／Ｋ以后，此段时间为：
（６）
由此得副边占空比丢失Ｄｌｏｓｓ为：
（７）
由式（７）可知，Ｌｉｋ越大，Ｄｌｏｓｓ越大；负载越大，Ｄｌｏｓｓ越大；输入电压越低，Ｄｌｏｓｓ越大。
的，因为ＩＧＢＴ关断特性中的拖尾现象，所以使得滞后桥臂更适合使用零电流的软开关方式，因此确定采用ＺＶＺＣＳＰＷＭ全桥变换电路为主电路的拓扑；其ＰＷＭ控制方式采用移相控制方式。
３．２．１功率开关器件的选择
ＩＧＢＴ集ＭＯＳＦＥＴ和ＧＴＲ的优点于一身，目前绝大部分逆变既有输入阻抗高、热稳定性好和驱动电路简单的优点，又有通态电压低、耐压高的特性。而且ＩＧＢＴ发展很快，目前其工关断时间缩到４０ｎｓ。作电流和电压等级已达１８００Ａ／４０００Ｖ，
在所选的ＺＶＺＣＳＰＷＭ全桥变换器中，功率开关器件所承受的最大电流可用式（８）计算：
（８）
式中：Ｉｄｃｍａｘ为开关电源最大的输出电流；Ｋ为高频变压比。
考虑电网波动时功率开关管所承受的最大电压为三相交流电经全桥整流后电压的峰值：
（９）
因为选择元件要保证其额定电压、额定电流是其承受值
３开关电源主电路设计
３．１电源设计的基本要求
在建立实验模型电路之前，必须对大功率的电源装置主电路进行了设计以及元件的选型和计算。电源系统结构框图如图６所示。
电源输入输出的基本技术要求如下：输入电压：输入电压采用三相交流电，（３８０±１５％）Ｖ即３２３～４３７Ｖ；输出电压、电
研究与设计
的１．５～２倍，也就是说开关器件的额定电压要在９２７～１２３６额定电流为１８．３～２４．４Ａ，并且开关器件的工作状态能超Ｖ，
出其安全工作区。
电流和滤波电路的结构来决定。设计输出最大电流为５０Ａ，若要求滤波电感中的电流波动小于额定电流的２０％，则二极管中的最大电流为１．１×５０＝５５Ａ。若最大占空比按照５０％计算，每个二极管的平均电流５５×０．５／２＝１３．７５Ａ。由此可以选出适合的二极管，本设计选用的快恢复二极管。其主要参数如下：正向平均电流ＩＦＡＶＭ＝３７Ａ；正向导通电反向耐压ＶＲＲＭ＝６００Ｖ；压ＶＦ＝１．４Ｖ。
一般要求直流输出在１０％的额定电流以上时要保证电感电流的连续，那么ΔＩ为２０％的额定输出直流。假设变压器副边感应电压为Ｕ２ｍ，输出直流电压为Ｕｏ，电感上的电压为ＵＬ，那么Ｔｏｆｆ期间有ＵＬ＝Ｕｏ，ｄＩｌ＝－ΔＩ，ｄｔ＝Ｔｏｆｆ，滤波电感的值由式（１５）决定：
（１５）
开关电源中的滤波电容要选用开关电源专用电容。滤波电容的大小对输出直流电压的纹波大小有决定性作用，高品质的开关电源要求输出电压纹波ΔＵＯＦＦ很小，一般只有几十ｍＶ，输出滤波电容可由式（１６）计算。考虑这里取５０ｍＶ进行计算。
到电解电容有寄生电阻ＥＳＲ，这里选取Ｃｆ等于１９０μＦ。即：
３．３高频变压器设计
高频变压器设计一般采用面积乘积法。这种设计方法的主要步骤为：
（１）确定几个必要的参数：高频变压器的工作频率ｆ；所用磁芯材料和额定磁通密度Ｂ；导线的电流Ｉ。
（２）确定铁芯规格尺寸
铁芯窗口面积和铁芯截面积乘积可由式（１０）计算：
（１０）
式中：Ａｗ为窗口面积；Ａｅ为铁芯面积；Ｋｆ为波形系数，方波为４；Ｋ０为窗口利用系数，Ｋ０＝０．２～０．４；Ｖ１Ｉ１为输入功率；Ｖ２Ｉ２为输出功率。
（３）计算原副边绕组匝数绕组匝数计算公式：
（１１）
因为死区时间的存在，式（１１）在软开关全桥变换器中计算电磁感高频变压器的原边匝数并不准确，根据能量守恒定理、应定理、变压器原理等重新推导计算变压器绕组匝数的公式，由式（１２）给出：
（１２）
式中：Ｎｓ为变压器副边绕组匝数，取为４；ｆ为变压器工作频率，取为３３ｋＨｚ；Ａｅ＝７１４ｍｍ２；Ｕｏ为开关电源输出的最高直流电压。
变压器原边匝数的计算公式由（１３）给出：
（１３）
式中：Ｎｐ为变压器原边匝数；Ｕｐ为变压器原边电压额定值；δｍａｘ为变压器最大占空比，考虑到移相控制的特点和占空比丢失，取５０％。由以上计算得到变压器的主要参数Ｎｐ＝１８，Ｎｓ＝４，漏感经验值为８～１０μＨ。
（１６）
４实验结果分析
本设计对主电路的软开关方式进行了实验分析，实验电路如图２所示。其中变压器漏感一般取为１０μＨ；Ｃ１和Ｃ３的选择要使放电时间小于超前桥臂的死区时间设置，在实验电路中超前桥臂的死区为２μｓ，这里选取Ｃ１＝Ｃ３＝Ｃ＝１．５μＦ，所以Ｃ１和Ｃ３的放电时间为：
，
满足要求。阻断电容Ｃｂ的选择受到两个因素的制约：为了提高最大占空比，Ｃｂ应当尽量小；为了降低滞后桥臂的电压应力
Ｃｂ应尽量大。选取阻断电容Ｃｂ为２μＦ，可以满足和反向电压，
实验中选取滤波电感Ｌｆ实验要求。结合经验公式的计算结果，为１１７μＨ，滤波电容为１９０μＦ。
输入直流电压Ｖｄｃ＝５００Ｖ；变压器原副边的匝比Ｋ＝４．５；阻断电容Ｃｂ＝２μＦ；超前桥臂并联电容变压器漏感Ｌｉｋ＝１０μＨ；
３．４输出整流滤波电路的设计
开关电源在桥式变换器之后，再经高频变压器隔离降压，而后经过后级的输出整流滤波电路，才可以得到高质量的直流电压，所以输出部分的整流和滤波电路也是很重要的环节。二极管Ｄ５和Ｄ６组成全波整流方式的整流电路；Ｌｆ和Ｃｆ是输出滤波电感和滤波电容。
在不考虑整流电路谐振尖峰电压的情况下，整流二极管承受的最大反向电压为：
（１４）
考虑尖峰电压时，所选二极管的耐压还要有１．５～２倍的因此可以裕量，那么所选二极管的耐压应在４１２．１～５４９．４Ｖ，选耐压６００Ｖ的二极管。
二极管的额定电流的选取主要根据开关电源输出的最大
Ｃ１＝Ｃ３＝１．５μＦ；输出滤波电感Ｌ＝１１７μＨ；输出滤波电容Ｃｆ＝１８８００μＦ；控制脉冲频率ｆ＝３３ｋＨｚ。
实验波形如图７所示。其中图７（ａ）给出了超前桥臂Ｔ１的ＺＶＺＣＳ实验波形。图７（ｂ）给出了超前桥臂Ｔ３的ＺＶＺＣＳ实验波形。Ｔ１和Ｔ３的工作状态分析是相同的，对比图７（ａ）中的最下面一个是开关Ｇ极和Ｅ极之间驱动电压波形，中间一个是开关Ｃ极和Ｅ极之间电压波形，上面一个是开关Ｃ极电流的波形。可见超前臂是零电压开关，开关的驱动波形的开通和关断时刻，开关管Ｃ和Ｅ之间电压为零。
５结束语
本文提出了一种新型自然软开关电源控制技术。该电源
研究与设计
开关电源提高了效率，同时使得电源保持了良好的滤波性能。说明了此种ＺＶＺＣＳ软开关电源的有效性和实用性。
参考文献：
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图
７（ａ）
开关管Ｔ１ＺＶＺＣＳ波形
［２］
(IÁ) 5 A/div, 5 s/div (VÂ) 0.5 kV/div, 5 s/div (VÅ)0.5 kV/div, 5 s/divÃÄÃ
Ä
［３］［４］［５］
(IÁ) 5 A/div, 5 s/div (VÂ) 0.5 kV/div, 5 s/div (VÅ)0.5 kV/div, 5 s/divÃÄÃÄ
图７（ｂ）开关管Ｔ３ＺＶＺＣＳ波形
拓扑结果清晰，控制逻辑实现容易。在对电源主电路拓扑进行理论分析的基础上，对ＺＶＺＣＳ软开关电源控制模型进行了设计，最后通过实验研究分析，实现了零电压零电流软开关电源特性，减少了电源的损耗和谐波干扰，整机效率提高。新型软
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［１０］ＮＩＥＶＥＮＤＩＣＫＪ，ＺＩＭＭＥＲＭ，ＤＥＭＡＮＴＭ，ｅｔａｌ．Ｉｎ－ｌｉｎｅｍｅａ－
ｓｕｒｅｍｅｎｔｏｆ“ｔｒｅｎｃｈｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ”ｃａｕｓｅｄｂｙｔｈｅｔｅｘｔｕｒｉｚａｔｉｏｎｏｆｍｃ－ｓｉｌｉｃｏｎｓｏｌａｒｃｅｌｌｓ［Ｊ］．ＳｏｌａｒＥｎｅｒｇｙＭａｔｅｒｉａｌｓ＆ＳｏｌａｒＣｅｌｌｓ，２０１１：３１４２－３１４７．
化表面，存在大量的比“蠕虫状”腐蚀坑更窄的腐蚀坑，虽然有较低的反射率，但这些位置相比其他位置形成的ＳｉＮｘ薄膜更薄，烧结时此处更容易烧穿，造成载流子的复合，效率降低。因此，工业生产制备多晶酸腐蚀织构结构应兼顾太阳电池的光学性能和电学性能，不能为降低多晶硅表面反射率，而忽略太阳电池的电学性能。
３结论
（１）多晶硅表面织构化过程，腐蚀反应先从激活能较低处发生反应产生微裂纹，随时间增加形成了“蠕虫状”腐蚀坑，随后表面变得平坦。表面反射率是一个先下降，后上升的过程。
（２）“蠕虫状”的腐蚀坑，可以兼顾太阳电池的光学和电学性能，在这种表面形貌下制备的太阳电池，Ｅｆｆ为１６．６８％，Ｖｏｃ和Ｊｓｃ分别为６２３ｍＶ和３４．５５ｍＡ／ｃｍ２，并且该织构化方案已在２５ＭＷ多晶硅太阳电池生产线上成功实施。
（３）当腐蚀时间较短时，表面腐蚀坑较小，虽具有较低的反射率，但不易沉积均匀的ＳｉＮｘ薄膜，导致烧结时，局部烧穿，造成效率降低。
研究与设计
一种ＺＶＺＣＳ软开关电源的应用
许胜辉１，魏岚婕２
（１．武汉职业技术学院电信工程学院，湖北武汉４３００７４；２．中建国际（深圳）设计顾问有限公司杨浦分公司，湖北武汉４３００７４）
摘要：以拓展开关电源“软开关动作”状态为出发点，提出了一种先进的ＺＶＺＣＳ软开关电源的控制技术。其整体电路由三相桥式全控整流、功率因数校正和移相全桥零电压软开关ＤＣ／ＤＣ直流电源变换，重点在于软开关技术的应用，对全桥变换的软开关电源进行了理论上的分析和实验研究。其中包括开关电源工作中开关损耗的产生原因、全桥式变换电软开关实现方式、ＺＶＺＣＳ软开关变换器主电路的分析与设计。最后对全桥变换的软开关电路控制方式的研究和分析、
源进行了实验验证，证明了此种ＺＶＺＣＳ软开关电源的有效性和可行性。关键词：整流；功率因数校正；移相全桥；软开关中图分类号：ＴＭ４６
文献标识码：Ａ
文章编号：１００２－０８７Ｘ（２０１３）０４－０６２８－０５
ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆａｎｏｖｅｌＺＶＺＣＳｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｏｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅ
ＸＵＳｈｅｎｇ－ｈｕｉ１，ＷＥＩＬａｎ－ｊｉｅ２
（１．ＤｅｐａｒｔｍｅｎｔｏｆＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＷｕｈａｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＷｕｈａｎＨｕｂｅｉ４３００７４，Ｃｈｉｎａ；
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Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｎｏｖｅｌａｄｖａｎｃｅｄＺＶＺＣＳｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｃｏｎｔｒｏｌｐｒｉｎｃｉｐｌｅｆｏｒｎａｔｕｒａｌｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗａｓ
Ｔｈｅ
ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎａｎｄｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅＺＶ
ｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ
ｐｒｅｓｅｎｔｅｄｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｔｈｅｎａｔｕｒａｌｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇａｃｔ－ｓｔａｔｅｆｏｒｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅ．ｃｉｒｃｕｉｔｗａｓｃｏｍｐｏｓｅｄｏｆｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅｂｒｉｄｇｅｆｕｌｌｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，ｔｒａｎｓｆｏｒｍｗａｓｐｒｏｃｅｓｓｅｄａｎｄａｎａｌｙｚｅｄ．
ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇＤＣ／ＤＣｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ａｎｄｔｈｅｋｅｙｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅｗａｓａｄｏｐｔｅｄ．Ｔｈｅｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｏｆｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ
Ｉｔｉｎｃｌｕｄｅｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗａｓｔｅｃａｕｓｅｉｎｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｔｕｒｎｅｄ，
ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇａｃｔ－ｓｔａｔｅ，
ｔｒａｎｓｆｏｒｍｃｉｒｃｕｉｔｃｏｎｔｒｏｌｍｏｄｅｏｆｒｅｓｅａｒｃｈａｎｄａｎａｌｙｓｉｓ，
ＺＶＺＣＳｃｏｎｖｅｒｔｅｒｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔ
ａｎａｌｙｚｅａｎｄｄｅｓｉｇｎ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｏｕｒｃｅｏｆｔｈｅｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｗａｓｃｏｍｐｌｅｔｅｄ，ｗｈｉｃｈｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅｄｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓａｎｄｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｓｃｈｅｍｅ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ；ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅ；ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ在开关电源中［１－４］，开关采用软开关技术是减小电源损耗和提高电源效率的有效手段。本文对软开关变换器［５－７］的电路拓扑结构进行分析比较，选择了适合大功率电能转换的拓扑全桥变换器电路进行研究，并对该种桥式变换器的控制方案进行了分析，得出了ＺＶＺＣＳＰＷＭ全桥变换器的控制方式，详细分析了如何在全桥结构上实现零电压开关和零电流开关等问题。
本文对ＺＶＺＣＳ全桥软开关电源进行了研究与设计，最后进行了通过实验证明了所设计的开关电源控制系统性能优良，能满足电源系统的需要。
功率因数校正（ＡＰＦＣ）。而采用的软开关变换技术，是为了提高开关电源的效率和减少ＥＭＩ。其整体电路图如图１所示。图１中，高频变压器二次侧有两个绕组并且相等，使得输出经Ｄ５、Ｄ６双半波整流后输出倍频ＰＷＭ直流电压。
１工作原理
本开关电源电路整体分为三部分［７］，三相桥式全控整流、功率因数校正和移相控制ＰＷＭ软开关变换。整流是将交流电转换成直流电，与此同时，为了减轻电网的污染，采用了有源
收稿日期：２０１２－０９－１７
基金项目：国家自然科学基金（５０８０７０１９）作者简介：许胜辉（１９６６—），男，湖北省人，副教授，硕士，主要研究方向为自动控制技术。
图１整体电路图
２移相控制软开关分析
２．１移相控制ＰＷＭ软开关的实现
移相控制ＰＷＭ软开关主电路图如图２所示。根据四只开关管的导通情况不同，ＤＣ／ＤＣ全桥变换器存在＋１，０，－１三种作用状态。讨论软开关的实现之前，有必要说明全桥变换器的三种工作状态。（１）＋１状态，当Ｔ１和Ｔ４同时导通时，加在变压器原边ＡＢ两点上的电压为正的输入电压，Ｖａｂ＝（＋１）Ｖｉｎ。（２）０状
研究与设计
态，当Ｔ１（Ｄ１）和Ｔ２（Ｄ２）同时导通或Ｔ３（Ｄ３）和Ｔ４（Ｄ４）同时导通，当Ｃ３电压降到零时，Ｄ３自然导通，为Ｔ３的零电压开通创造了Ｔ３的开通损耗基本为零。在此状态下，条件，此时提前开通Ｔ３，变压器原边的电压为零，该切换方式为（＋１）／０切换方式。在斜Ｔ３的关断和Ｔ１的开通，其工作原理对角两只开关管工作时，完全一样。
Ｖａｂ＝０＝（０）Ｖｉｎ。（３）－ｌ状态，当Ｔ２和Ｔ３同时导通时，Ｖａｂ＝（－１）Ｖｉｎ。根据开关管的三种工作状态，全桥变换器三种切换方式：①＋１／－１（或－１／＋１）；②＋１／０（或－１／０）；③０／＋１（或０／－１）。
在图２中，如果开关桥采取斜对角两只开关管同时关断的方式，图中的Ｌｉｋ是主变压器的漏感。当Ｔ１δＴ４（或Ｔ２δＴ３）同时关断时，由于Ｌｉｋ的存在，原边电流ｉＦ不会立即减小到零，这时Ｔ１δＴ４（或Ｔ２δＴ３）中的电流立即转到Ｔ２δＴ３（或Ｔ１δＴ４）中，Ｖａｂ＝（－１）
２．２全桥变换器中占空比丢失分析
占空比丢失是移相控制ＰＷＭ变换器中一个特有的现象。在变换器工作的零状态，必须有一段谐振时间使开关管实现软开关。由于高频变压器漏感的存在也会使变压器副边产生相对于原边的电压脉冲宽度减小现象。占空比丢失对变换器的性能、效率有较大的影响，分析和研究开关死区、占空比减小的原因及其影响是研究软开关ＰＷＭ移相控制的重要内
如图３所示，描绘了全桥变换器开关管Ｔ１断到开关管Ｔ３
Ｖｉｎ中［或Ｖａｂ＝（＋１）Ｖｉｎ］。出现＋１／－１（或－１／＋１）切换方式。这个电压使原边电流减小到零。
容。
３ｄｃ
通这段时间的开关切换状况。图３（ａ）是Ｔ１刚刚关断时，电容Ｃ１上的电压基本为零，Ｃ上的电压为Ｖ，变压器原边仍然向副边提供能量，根据电机学中变压器的分析方法，将变压器二次可以认为原边电侧负载折算到一次侧，由于滤波电感Ｌｆ很大，流ｉＦ近似不变。当变压器原边电压下降到不能提供副边能量时，整流二极管Ｄ５和Ｄ６同时导通，将变压器原边电压钳位在０Ｖ，此时的状态如图３（ｂ）所示，由于并联电容很小，在整个过类似于一个恒流源，Ｃ３上的电压为：程中近似认为ｉＦ不变，
（１）
Ｃ３上的电压下降到零所需要的时间为：
（２）
图２移相控制软开关主电路图
为了实现开关管的软开关特性，可以给它们分别并联吸收电容，如图２所示的Ｃ１～Ｃ４。当开关管关断时，原边电流给关断管如Ｔ１和Ｔ４的并联电容Ｃ１和Ｃ４充电，同时给Ｃ２和Ｃ３放电。这样就限制了Ｔ１和Ｔ４的电压上升率，实现了Ｔ１和Ｔ４的软关断。当Ｃ１和Ｃ４的电压上升到Ｖｉｎ时，Ｃ２和Ｃ３的电压同Ｔ２和Ｔ３的反并二极管Ｄ２和Ｄ３导通，为Ｔ２和Ｔ３时下降为零，
提供了零电压开通的条件。但是如果此时开通Ｔ２和Ｔ３，变压器原边出现的就是占空比为１的交流方波电压，不能实现ＰＷＭ控制。
为了实现ＰＷＭ控制，在Ｔ２和Ｔ３的反并二极管Ｄ２和Ｄ３
导通时，不能开通Ｔ２和Ｔ３。由于此时Ｖａｂ＝（－１）Ｖｉｎ，原边电流ｉＦ将在此负电压的作用下减小，并且回到零。由于４只开关管都处于关断状态，其并联电容就会与漏感产生谐振。原边电流ｉＦ反向增加，Ｃ１和Ｃ４放电，Ｃ２和Ｃ３充电。那么当Ｔ２和Ｔ３开通其电荷就直接通过开时，其并联电容Ｃ２和Ｃ３的电压不为零，关管释放，电容的能量全部消耗在Ｔ２和Ｔ３中，导致开关管发热，而且在开关管中产生开通电流尖峰，损坏开关管，也不能实现软开关。从上面的分析可知，在斜对角两只开关管同时关断的切换方式下，出现了＋１／－１或－１／＋ｌ的切换方式，无法实若将斜对角两只开关管的导通时间现开关管的软开关。但是，
相对错开一个时间，即一只开关管提前开通一段时间，关断时间不变；另一只开关管开通时间不变，关断时间延时一段时间。就会改善开关管的开关状态。将开关管Ｔ１和Ｔ３提前开通，并定义Ｔ１和Ｔ３组成的桥臂为超前桥臂；开关管Ｔ２和Ｔ４滞后关断，并定义Ｔ２和Ｔ４组成的桥臂为滞后桥臂。
采用移相控制方式时，如图２所示的电路中，当Ｔ１、Ｔ４均导通的时刻，变压器原边上的电压为（＋１）Ｖｄｃ，电流ｉＦ流过Ｔ１、变压器原边、Ｔ４。关断时，首先关断Ｔ１，ｉＦ给Ｃ１充电，给Ｃ３放限制了Ｔ１端电压的上升率，Ｔ１实现电。由于Ｃ１和Ｃ３的存在，
零电压关断。由于变压器漏感和滤波电感的存在ｉＦ近似不变。
ｔ１是开关管Ｔ１和Ｔ３驱动信号之间的死区时间，由式（２）可知，当负载小的时候，ｉＦ就小，ｔ１则变大，所以要保证超前桥臂Ｔ１和Ｔ３驱动信号之间的延时时间应取小负载的零电压开通，时的计算值。
图４描绘了移相控制全桥变换器开关管Ｔ４关断到Ｔ２开通这段时间变换器工作的状况。Ｔ４刚关断时，Ｃ４上电压基本为
研究与设计
零，Ｃ２上电压为Ｖｄｃ，原边电流ｉＦ由Ｃ２、Ｃ４两条路径提供，即原同时又给Ｃ４充电。由于Ｃ２、边电流ｉＦ用来抽走Ｃ２上的电荷，
Ｃ４的存在，Ｔ４实现零电压关断。变压器原边绕组仍然被钳位在０Ｖ，这段时间实际上是电容Ｃ２、Ｃ４和电感Ｌｉｋ在谐振工作，Ｃ２上的电压为：
（３）
Ｃ２上的电压下降到０所需要的时间为：
（４）
调节范围为４３～５８Ｖ；输出电流额流：输出电压额定值４８Ｖ，定值５０Ａ；电源效率≥８５％。３．１．１输入整流滤波电路的设计
在交流输入部分，一般采取的输入方式有单相输入、三相四线方式、三相无中线方式。在中大功率场合，由于单个模块的输入电流较大，采用单相输入方式时，各相分担模块数稍有不同即可造成三相用电的不平衡和中线电流过大的问题，而
（５）
而变压器副边由于占空比的丢失，副边占空比小于原边占空比；产生占空比丢失的原因是：当滞后桥臂的开关管开通后，存在原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流的时间，在这段时间里，虽然原边有正电压方波（或负电压方波），但原边不足以提供负载电流，副边的两个整流二极管全部导通，二极管处于续流状态，变压器原边电压钳位在０Ｖ，直到原边原边开始向副边提供能量。这段时间电流增加到大于ｉＦ／Ｋ后，
的工作状态以Ｔ２开通为例，用图５描述。
且单相整流的电压较三相整流的电压低得多，使得ＤＣ／ＤＣ变换电路的电流大，功耗亦增大，故采用三相输入；三相四线方式也有类似的问题，所以本设计的输入部分采用三相无中线方式，经功率二极管组成的三相桥式整流器输出脉动直流。３．１．２功率因数校正电路的设计
为了解决电力电子装置的谐波污染问题，基本思路有两条：一是装设谐波补偿装置来补偿谐波，如有源电力滤波器；另一是对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数可控。对于新型的电力电子设备，多采用后一种思路，加入功率因数校正器，它的原理就是在整流器与负载直接接ＤＣ／ＤＣ开关变换器，应用电流反馈技术，使得输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可使得输入端电流接近正弦，从而使得输入端的谐波畸变率小于５％，而功率因数可以提高到０．９９或更高。
ｔ２开关管驱动信号之间的死区时间。由上述超前桥臂和滞后桥臂的死区时间看，开关管所能达到的最大占空比是：
３．２逆变电路拓扑和控制方式的选择
根据对软开关电源的拓扑分类及其分析可知，在中大功率电源中，软开关逆变电路形式有ＺＶＳＰＷＭ全桥和ＺＶＺＣＳＰ－开关桥一般是由ＩＧＢＴ构成ＷＭ全桥两种。在大功率电源中，
Ｔ２刚开通时，漏感中的电流为Ｉ１，流经Ｄ２、Ｖｄｃ、Ｄ３回到Ｌｉｋ，漏感然后反相增加，记为Ｉ２，流经电流在Ｖｄｃ的作用下减小到零，
Ｖｄｃ、Ｔ２、Ｌｉｋ和Ｔ３回到Ｖｄｃ。直到Ｉ２增加到Ｉ１／Ｋ以后，此段时间为：
（６）
由此得副边占空比丢失Ｄｌｏｓｓ为：
（７）
由式（７）可知，Ｌｉｋ越大，Ｄｌｏｓｓ越大；负载越大，Ｄｌｏｓｓ越大；输入电压越低，Ｄｌｏｓｓ越大。
的，因为ＩＧＢＴ关断特性中的拖尾现象，所以使得滞后桥臂更适合使用零电流的软开关方式，因此确定采用ＺＶＺＣＳＰＷＭ全桥变换电路为主电路的拓扑；其ＰＷＭ控制方式采用移相控制方式。
３．２．１功率开关器件的选择
ＩＧＢＴ集ＭＯＳＦＥＴ和ＧＴＲ的优点于一身，目前绝大部分逆变既有输入阻抗高、热稳定性好和驱动电路简单的优点，又有通态电压低、耐压高的特性。而且ＩＧＢＴ发展很快，目前其工关断时间缩到４０ｎｓ。作电流和电压等级已达１８００Ａ／４０００Ｖ，
在所选的ＺＶＺＣＳＰＷＭ全桥变换器中，功率开关器件所承受的最大电流可用式（８）计算：
（８）
式中：Ｉｄｃｍａｘ为开关电源最大的输出电流；Ｋ为高频变压比。
考虑电网波动时功率开关管所承受的最大电压为三相交流电经全桥整流后电压的峰值：
（９）
因为选择元件要保证其额定电压、额定电流是其承受值
３开关电源主电路设计
３．１电源设计的基本要求
在建立实验模型电路之前，必须对大功率的电源装置主电路进行了设计以及元件的选型和计算。电源系统结构框图如图６所示。
电源输入输出的基本技术要求如下：输入电压：输入电压采用三相交流电，（３８０±１５％）Ｖ即３２３～４３７Ｖ；输出电压、电
研究与设计
的１．５～２倍，也就是说开关器件的额定电压要在９２７～１２３６额定电流为１８．３～２４．４Ａ，并且开关器件的工作状态能超Ｖ，
出其安全工作区。
电流和滤波电路的结构来决定。设计输出最大电流为５０Ａ，若要求滤波电感中的电流波动小于额定电流的２０％，则二极管中的最大电流为１．１×５０＝５５Ａ。若最大占空比按照５０％计算，每个二极管的平均电流５５×０．５／２＝１３．７５Ａ。由此可以选出适合的二极管，本设计选用的快恢复二极管。其主要参数如下：正向平均电流ＩＦＡＶＭ＝３７Ａ；正向导通电反向耐压ＶＲＲＭ＝６００Ｖ；压ＶＦ＝１．４Ｖ。
一般要求直流输出在１０％的额定电流以上时要保证电感电流的连续，那么ΔＩ为２０％的额定输出直流。假设变压器副边感应电压为Ｕ２ｍ，输出直流电压为Ｕｏ，电感上的电压为ＵＬ，那么Ｔｏｆｆ期间有ＵＬ＝Ｕｏ，ｄＩｌ＝－ΔＩ，ｄｔ＝Ｔｏｆｆ，滤波电感的值由式（１５）决定：
（１５）
开关电源中的滤波电容要选用开关电源专用电容。滤波电容的大小对输出直流电压的纹波大小有决定性作用，高品质的开关电源要求输出电压纹波ΔＵＯＦＦ很小，一般只有几十ｍＶ，输出滤波电容可由式（１６）计算。考虑这里取５０ｍＶ进行计算。
到电解电容有寄生电阻ＥＳＲ，这里选取Ｃｆ等于１９０μＦ。即：
３．３高频变压器设计
高频变压器设计一般采用面积乘积法。这种设计方法的主要步骤为：
（１）确定几个必要的参数：高频变压器的工作频率ｆ；所用磁芯材料和额定磁通密度Ｂ；导线的电流Ｉ。
（２）确定铁芯规格尺寸
铁芯窗口面积和铁芯截面积乘积可由式（１０）计算：
（１０）
式中：Ａｗ为窗口面积；Ａｅ为铁芯面积；Ｋｆ为波形系数，方波为４；Ｋ０为窗口利用系数，Ｋ０＝０．２～０．４；Ｖ１Ｉ１为输入功率；Ｖ２Ｉ２为输出功率。
（３）计算原副边绕组匝数绕组匝数计算公式：
（１１）
因为死区时间的存在，式（１１）在软开关全桥变换器中计算电磁感高频变压器的原边匝数并不准确，根据能量守恒定理、应定理、变压器原理等重新推导计算变压器绕组匝数的公式，由式（１２）给出：
（１２）
式中：Ｎｓ为变压器副边绕组匝数，取为４；ｆ为变压器工作频率，取为３３ｋＨｚ；Ａｅ＝７１４ｍｍ２；Ｕｏ为开关电源输出的最高直流电压。
变压器原边匝数的计算公式由（１３）给出：
（１３）
式中：Ｎｐ为变压器原边匝数；Ｕｐ为变压器原边电压额定值；δｍａｘ为变压器最大占空比，考虑到移相控制的特点和占空比丢失，取５０％。由以上计算得到变压器的主要参数Ｎｐ＝１８，Ｎｓ＝４，漏感经验值为８～１０μＨ。
（１６）
４实验结果分析
本设计对主电路的软开关方式进行了实验分析，实验电路如图２所示。其中变压器漏感一般取为１０μＨ；Ｃ１和Ｃ３的选择要使放电时间小于超前桥臂的死区时间设置，在实验电路中超前桥臂的死区为２μｓ，这里选取Ｃ１＝Ｃ３＝Ｃ＝１．５μＦ，所以Ｃ１和Ｃ３的放电时间为：
，
满足要求。阻断电容Ｃｂ的选择受到两个因素的制约：为了提高最大占空比，Ｃｂ应当尽量小；为了降低滞后桥臂的电压应力
Ｃｂ应尽量大。选取阻断电容Ｃｂ为２μＦ，可以满足和反向电压，
实验中选取滤波电感Ｌｆ实验要求。结合经验公式的计算结果，为１１７μＨ，滤波电容为１９０μＦ。
输入直流电压Ｖｄｃ＝５００Ｖ；变压器原副边的匝比Ｋ＝４．５；阻断电容Ｃｂ＝２μＦ；超前桥臂并联电容变压器漏感Ｌｉｋ＝１０μＨ；
３．４输出整流滤波电路的设计
开关电源在桥式变换器之后，再经高频变压器隔离降压，而后经过后级的输出整流滤波电路，才可以得到高质量的直流电压，所以输出部分的整流和滤波电路也是很重要的环节。二极管Ｄ５和Ｄ６组成全波整流方式的整流电路；Ｌｆ和Ｃｆ是输出滤波电感和滤波电容。
在不考虑整流电路谐振尖峰电压的情况下，整流二极管承受的最大反向电压为：
（１４）
考虑尖峰电压时，所选二极管的耐压还要有１．５～２倍的因此可以裕量，那么所选二极管的耐压应在４１２．１～５４９．４Ｖ，选耐压６００Ｖ的二极管。
二极管的额定电流的选取主要根据开关电源输出的最大
Ｃ１＝Ｃ３＝１．５μＦ；输出滤波电感Ｌ＝１１７μＨ；输出滤波电容Ｃｆ＝１８８００μＦ；控制脉冲频率ｆ＝３３ｋＨｚ。
实验波形如图７所示。其中图７（ａ）给出了超前桥臂Ｔ１的ＺＶＺＣＳ实验波形。图７（ｂ）给出了超前桥臂Ｔ３的ＺＶＺＣＳ实验波形。Ｔ１和Ｔ３的工作状态分析是相同的，对比图７（ａ）中的最下面一个是开关Ｇ极和Ｅ极之间驱动电压波形，中间一个是开关Ｃ极和Ｅ极之间电压波形，上面一个是开关Ｃ极电流的波形。可见超前臂是零电压开关，开关的驱动波形的开通和关断时刻，开关管Ｃ和Ｅ之间电压为零。
５结束语
本文提出了一种新型自然软开关电源控制技术。该电源
研究与设计
开关电源提高了效率，同时使得电源保持了良好的滤波性能。说明了此种ＺＶＺＣＳ软开关电源的有效性和实用性。
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图
７（ａ）
开关管Ｔ１ＺＶＺＣＳ波形
［２］
(IÁ) 5 A/div, 5 s/div (VÂ) 0.5 kV/div, 5 s/div (VÅ)0.5 kV/div, 5 s/divÃÄÃ
Ä
［３］［４］［５］
(IÁ) 5 A/div, 5 s/div (VÂ) 0.5 kV/div, 5 s/div (VÅ)0.5 kV/div, 5 s/divÃÄÃÄ
图７（ｂ）开关管Ｔ３ＺＶＺＣＳ波形
拓扑结果清晰，控制逻辑实现容易。在对电源主电路拓扑进行理论分析的基础上，对ＺＶＺＣＳ软开关电源控制模型进行了设计，最后通过实验研究分析，实现了零电压零电流软开关电源特性，减少了电源的损耗和谐波干扰，整机效率提高。新型软
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化表面，存在大量的比“蠕虫状”腐蚀坑更窄的腐蚀坑，虽然有较低的反射率，但这些位置相比其他位置形成的ＳｉＮｘ薄膜更薄，烧结时此处更容易烧穿，造成载流子的复合，效率降低。因此，工业生产制备多晶酸腐蚀织构结构应兼顾太阳电池的光学性能和电学性能，不能为降低多晶硅表面反射率，而忽略太阳电池的电学性能。
３结论
（１）多晶硅表面织构化过程，腐蚀反应先从激活能较低处发生反应产生微裂纹，随时间增加形成了“蠕虫状”腐蚀坑，随后表面变得平坦。表面反射率是一个先下降，后上升的过程。
（２）“蠕虫状”的腐蚀坑，可以兼顾太阳电池的光学和电学性能，在这种表面形貌下制备的太阳电池，Ｅｆｆ为１６．６８％，Ｖｏｃ和Ｊｓｃ分别为６２３ｍＶ和３４．５５ｍＡ／ｃｍ２，并且该织构化方案已在２５ＭＷ多晶硅太阳电池生产线上成功实施。
（３）当腐蚀时间较短时，表面腐蚀坑较小，虽具有较低的反射率，但不易沉积均匀的ＳｉＮｘ薄膜，导致烧结时，局部烧穿，造成效率降低。