《运动控制系统》课程设计
题目：PWM 直流调速系统设计
系 别： 电气与电子工程系
专 业： 自动化
姓 名：
学 号： 0924092
指导教师：
河南城建学院
2013年01月06日
前言
由于直流电机具有良好的起动、制动和调速性能，已广泛应用于工业、航天领域等各个方面。随着电力电子技术的发展，脉宽调制（PWM ）调速技术已成为直流电机常用的调速方法，具有调速精度高、响应速度快、调速范围宽和功耗低等特点。而以H 桥电路作为驱动器的功率驱动电路，可方便地实现直流电机的四象限运行，包括正转、正转制动、反转、反转制动，已广泛应用于现代直流电机伺服系统中。本文从直流电动机的工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，利用SIMULINK 对系统进行了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。在理论分析和仿真研究的基础上，本文设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电路、触发电路及控制电路的具体实现。对系统的性能指标进行了实验测试，表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可靠，具有较好的静态和动态性能，达到了设计要求。采用MATLAB 软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，并用SIMULINK 进行动态数字仿真, 同时查看仿真波形, 以此验证设计的调速系统是否可行。
一、设计目的
通过对一个实用控制系统的设计，综合运用科学理论知识，提高工程意识和实践技能，使学生获得控制技术工程的基本训练，培养学生理论联系实际、分析解决实际问题的初步应用能力。
二、设计要求
完成所选题目的分析与设计，进行系统总体方案的设计、论证和选择；系统单元主电路和控制电路的设计、元器件的选择和参数计算
三、直流调速系统整体设计
1、直流电机PWM 调速控制原理 直流电动机转速公式为：
n=(U-IR)/Kφ
其中U 为电枢端电压，I 为电枢电流，R 为电枢电路总电阻，φ为每极磁通量，K 为电动机结构参数。
直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法用得很少，大多数应用场合都使用电枢电压控制法。随着电力电子技术的进步，改变电枢电压可通过多种途径实现，其中脉冲宽度调制(PWM)便是常用的改变电枢电压的一种调速方法。其方法是通过改变电机电枢电压接通时间与通电周期的比值(即占空比) 来调整直流电机的电枢电压U ，从而控制电机速度。
PWM的核心部件是电压-脉宽变换器，其作用是根据控制指令信号对脉冲宽度进行调制，以便用宽度随指令变化的脉冲信号去控制大功率晶体管的导通时间，实现对电枢绕组两端电压的控制。在本次课程设计采用双闭环直流调速系统进行调速控制。
2、双闭环直流调速系统
A. 双闭环调速系统的工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机的实际转速(电压) 低于给定值, 速度调节器的输入端存在一个偏差信号，经放大后输出的电压保持为限幅值, 速度调节器工作在开环状态, 速度调节器的输出电压作为电流给定值送入电流调节器, 此时则以最大电流给定值使电流调节器输出移相信号, 直流电压迅速上升, 电流也随即增大直到等于最大给定值, 电动机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流(堵转电流) 可以通过整定速度调节器的输出
限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后, 速度调节器输入端的偏差信号减小到近于零, 速度调节器和电流调节器退出饱和状态, 闭环调节开始起作用。对负载引起的转速波动, 速度调节器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调节器来修正触发器的移相电压, 使整流桥输出的直流电压相应变化, 从而校正和补偿电动机的转速偏差。另外电流调节器的小时间常数, 还能够对因电网波动引起的电动机电枢电流的变化进行快速调节, 可以在电动机转速还未来得及发生改变时, 迅速使电流恢复到原来值, 从而使速度更好地稳定于某一转速下运行。
B. 双闭环直流调速系统的组成
为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套连接，如图1所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE 。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。
图1 转速、电流双闭环直流调速系统
其中：ASR-转速调节器 ACR-电流调节器 TG-测速发电机 TA-电流互感器 UPE-电力电子变换器 Un -转速给定电压 Un-转速反馈电压 Ui -电流给定电压 Ui -电流反馈电压 **
实际上在正常运行时，电流调节器始终为不饱和状态，而转速调节器则处于
饱和和不饱和两种状态。双闭环直流调速系统的稳态结构图如图2所示。
图2 双闭环直流调速系统的稳态结构图
双闭环直流调速系统的动态结构图如图3所示。
图3双闭环直流调速系统的动态结构图
图中W ASR （s ）和W ACR （s ）分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流I d 标示出来。电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为图4中的三个阶段。双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形如图4所示。
图4 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形
图4中所示的启动过程，阶段Ⅰ是电流上升阶段，电流从0到达最大允许值Idm ，ASR 饱和、ACR 不饱和；阶段Ⅱ时恒流升速阶段，Id 基本保持在Idm ，电动机加速到了给定值n*，ASR 饱和、ACR 不饱和；阶段Ⅲ时转速调节阶段（退饱和阶段），ASR 不饱和、ACR 不饱和。
双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制，获得了准时间最优控制，但却带来了转速超调。
C.H 桥PWM 变换器
脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而改变平均输出电压的大小，以调节电机的转速。
由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的H 型双极式PWM 直流调速系统，电动机M 两端电压U AB 的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。通过调节开关管的导通和关断时间，即占空比，可以达到对直流电机进行调速的目的。H 型双极性PWM 变换器如图5所示。
图5 桥式可逆PWM 变换器电路
双极式控制可逆PWM 变换器的四个驱动电压波形如图6所示。
图6 双极式控制可逆PWM 变换器的驱动电压、输出电压和电流波形
它们的关系是：U g 1=U g 4=-U g 2=-U g 3。在一个开关周期内，当0≤t ≤t on 时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT2、VT3截止，这时U AB =Us 。当t on ≤t ≤T 时，VT1、VT4截止，但VT2、VT3不能立即导通，电枢电流i d 经VD2、VD3续流，这时U AB =-Us 。U AB 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图6所示。电动机的正反转体现在驱动电压正负脉冲的宽窄上。T t on ≥2，则U AB 的平均值为正，电动机正转；当正脉冲较窄时，当正脉冲较宽时，
则反转；如果正负脉冲相等，t on =T
2，平均输出电压为零，则电动机停止转动。
双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为 t on T -t on 2t on Us -=（-1）Us (1) T T T
t on U d 如果定义占空比ρ=，电压系数γ=，则在双极式可逆变换器中 T U s Ud =
γ=2ρ-1 (2) 调速时，ρ的可调范围为0~1，相应的γ=-1~1。当ρ
正转；当ρ 1时，γ为正，电动机211时，γ为负，电动机反转；当ρ=时，γ=0，电动机停止。但是22
电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。
四、系统参数的选取
1、PWM 变换器滞后时间常数Ts
PWM 控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。当控制电压Uc 改变时，PWM 变换器输出平均电压Ud 按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T 。
PWM 装置的延迟时间Ts ≤T ，一般选取 T s =1=0.001s (3) f
其中，f ------开关器件IGBT 的频率。
2、电流滤波时间常数和转速滤波时间常数
PWM变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数 Toi =0.002s
C e =U nom -I d R a 220-136⨯0. 2==0.132 V·min ／r （4）
1460n nom
GD 2R 22. 5⨯0. 5===0.18s （5） 30230375⨯C e 375⨯⨯0. 1322
ππ
L 1. 5⨯10-2
=0.03s （6） T l ==R 0. 5
五、各部分设计
1、电流调节器ACR 的设计
A 、电流环小时间常数计算
按小时间按常数近似处理，T ∑i 取
错误！未找到引用源。=Toi +Ts =0.002+0.001=0.003
(7)
B 、电流调节器结构选择
根据设计要求δi ≤5%，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差，可以按典型I型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用PI 调节器，其传递函数可见式（8）。 （s ）= W ACR K（）i τi s +1 (8) τi s
检查对电源电压的抗扰性能：T l 0. 03==10，分析可知，各项指标都是可T ∑i 0.003
以接受的。
C 、电流调节器参数计算
电流调节器超前时间常数：τi =T l =0. 03s 。
电流环开环增益：要求δi ≤5%，根据典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取K I T ∑i =0. 5，因此 K I =0.5=0. 5=166. 7s -1
T (9)
∑i 0.003
于是，ACR 的比例系数为 KKI τi R 166.
i =K=7⨯0. 03⨯0. 5
⨯0. 05=1. 25
s β40
D 、校验近似条件
电流环截止频率：ωci =KI =166.7s -1
（1）PWM 变换装置传递函数的近似条件 1
3T =1
⨯0. 001=333. 3s -1>ωci (11)
s 3
满足近似条件。
（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 31
T =3⨯1
003=40. 8s -1
m T l 0. 18⨯0.
满足近似条件。
（3）电流环小时间常数近似处理条件 11=11=235. 7s -1
3T >ωci (13)
s T oi 30. 001⨯0. 002
满足近似条件。
E 、调节器电容和电阻值计算
按所用运算放大器取R 0=40k Ω，各个电阻和电容值的计算如下：
10） （
R i =K i R 0=1. 25⨯40=50k Ω 取50k Ω C i =
τi
R i
=
0. 03
=0. 6μF 取0.6μF 3
50⨯10
C oi =
4T oi 4⨯0.002
==0.2μF 取0.2μF 3
R 040⨯10
PI 型电流调节器原理图如图7所示。
图7 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器
由以上计算可得电流调节器传递函数为 W ACR （s ）=
K i (τi s +1) 1. 25(0. 03s +1)
(14) =
τi s 0.03s
校正成典型I 型系统的电流环动态结构图如图8所示。
图8 电流环的动态结构图
2、速度调节器ASR 设计 A 、时间常数的设定
在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求（δi ≤5%），K I T ∑i =0. 5，所以电流环等效时间常数
转速环小时间常数T∑n 。按小时间常数处理处理，取 T∑n =
1
+Ton =0. 006+0. 01=0. 016s (16) KI
1
为： K I
1
=2T∑i =2⨯0.003=0.006s （15） K I
B 、转速调节器结构选择
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR 中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环调节器应该有两个积分环节，所以应该设计成典型II 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为
（s ）= W ASR
K n (τn s +1)
(17)
τn s
C 、转速调节器参数计算
按跟随性和抗扰性好的原则，取h=5，则ASR 的超前时间常数为：
τn =h T∑n =5⨯0. 016=0. 08s (18)
转速环的开环增益为： KN=
h +15+1
==468.75s -2 (19) 222
2h T∑n 2⨯25⨯0. 016
于是可得ASR 的比例系数为： Kn =
(h +1) βC e Tm 6⨯0. 05⨯0. 132⨯0. 18
==12.7 (20)
2h αR T∑n 2⨯5⨯0. 007⨯0. 5⨯0. 016
D 、校验近似条件
转速环的截止频率为：ωcn =
KN
ω1
=KN τn =468.8⨯0. 08=37.5s -1 （21）
（1）电流环传递函数简化条件
1K I1. 7
==78. 6s -1>ωcn (22)
3T∑i 30. 003
满足简化条件。
（2）转速环小时间常数近似处理条件 满足简化条件。 （3）校核转速超调量
当h=5时，由典型II 型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，
1KI1166. 7
==40.0s -1>ωcn (23)
3Ton 30.01
σn =37. 6%，不能满足设计的要求。实际上，突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况重新计算超调量。 系统空载启动到额定转速时的转速超调量：
136⨯0. 5
∆C ∆n ∆C ∆n T0.016σn =(max ) *b =2(max )(λ-z ) *b ∑n =2⨯0.812⨯1. 5⨯⨯=7.6%
C b C b 14600.18n n Tm
满足要求。
E 、调节器电容和电阻值计算
按所用运算放大器取R 0=40k Ω，各电阻和电容值计算如下：
R n =Kn R 0=12. 7⨯40k Ω=508k Ω 取510k Ω C n =
τn
R n
=
0. 08
F =0. 157μF 取0.2μF 3
510⨯10
C on =
4Ton 4⨯0. 01
=F =1μF 取1μF 3R 040⨯10
PI型转速调节器原理图如图9所示。
图9 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器
由以上计算可得转速调节器的传递函数为 W ASR （s ）=
Kn (τn s +1) 12.7(0. 08s +1)
(24) =
τn s 0. 08s
校正成典型II 型系统的转速环的动态结构图如图10所示。
图10 转速环的动态结构图
六、双闭环系统的电路设计 1、 转速调节器ASR 电路
设计中采用运算放大器TL082作为系统转速调节器电路，如图11所示，给定电压由正负10V 电源加在两个电位器上构成，通过调节电位器R11、R22即可调节给定电压的大小，在经过电压跟随器加到速度调节器上。图中稳压二极管D3、D4配合构成限幅器限制ASR 输出的最大电压，保证了系统在启动过程中电机能够在最大转矩下安全的恒流启动。实现饱和非线性控制。
图11 转速调节器ASR 电路
2、电流调节器ACR 电路
电流环调节器硬件电路是如图12所示的PI 调节器。同速度调节器，D1、D2构成限幅电路，当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起到堵转以及过流保护作用。ASR 的输出作为给定信号加在U i *端，反馈的电流信号加在UiF 端。
图12 电流调节器ACR 电路
电流检测部分采用霍尔传感器检测出主回路中的电流，送入电流调节器的电流反馈输入端。通过调节电位器R20即可调节 的值到适当的大小。电流检测电路如图13所示。
图13 电流检测电路
3、PWM 脉宽控制电路
如图14所示为PWM 脉宽控制电路，控制电压Uc 控制SG3524输出两路带死区互
补的PWM 波，通过控制电压Uc 的大小控制占空比的大小。然后一路PWM 波连接U5的HIN 和U7的LIN ，另一路PWM 波其通过SN74LS04反相连接U7的LIN 和U5的HIN ，这样就共同通过一片SG3524驱动两路半桥电路，实现全桥驱动。
图14 PWM 脉宽控制电路
SG3524介绍和电路参数设定如下：
SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源, 它向集成块内部的斜波发生器、PWM 比较器、T 型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压，基准电压振荡器先产生0.6V-3.5V 的连续不对称锯齿波电压Vj, 再变换成矩形波电压, 送至触发器、或非门, 并由3脚输出。
本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中MOSFET 的开关频率，选择适当的RT 、CT 值即可确定振荡频率。振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT 和外接电阻器RT 决定, 其为:f=1.15/RTCT。
由初始条件知，开关频率为10kHz ，可以选择RT=12kΩ ，CT=0.01uF。两路输出单独使用时，输出脉冲占空比为0%~45%，脉冲频率为振荡频率的一半。两路输出并联使用才能使输出脉冲占空比为0%~90%，脉冲频率为振荡频率。
IR2110介绍与电路参数设定如下：
MOSFET 驱动采用了集成芯片IR2110，IR2110采用HVIC 和闩锁抗干扰CMOS 工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS 输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V ，du/dt=±50V/ns，在15V 下的
静态功耗仅有1.6mW ；输出的栅极驱动电压范围为10～20V ，逻辑电源电压范围为5～15V ，逻辑电源地电压偏移范围为－5V ～＋5V 。IR2110采用CMOS 施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。
因SG3524振荡频率为10KHz ，电容C35和C45大小取1uF 。且为了防止IR2110驱动的半桥直通，反相器需有一定的时间裕量，保证同一路IR2110两互补信号有死区，在这里用SN74LS14构成的反相器可以满足要求。
七、系统仿真
图15 双闭环直流调速系统的MATLAB 仿真原理图
图中，step 为一个电压阶跃信号，当t=0时，跳变为阶跃值为10的信号。 图中subsystem 是新建的一个系统，通过设计参数，其等效为ASR 或者ACR ，只是两者的参数设置不一样，但内部结构相同，包含比例环节和积分环节，如图16所示。
图16 ASR和ACR 内部结构图
图17 转速环仿真结果
双闭环直流调速系统仿真结果如图17所示，系统的起动过程包含三个阶段。电流上升阶段、恒流升速阶段和转速调节（退饱和）阶段。在图16中，黄色曲线表示转速变化，紫色曲线表示电枢电流的变化。
八、设计总结
通过对PWM 脉宽直流调速系统的设计，使我更深刻的理解课本所学知识，对双闭环系统的设计步骤和设计过程有了更深入的了解。
通过本次课程设计，加深了对所学电力拖动自动控制系统课程知识的理解，特别是双闭环直流调速系统的设计，包括电流环、转速环的设计, 以及PWM 在调速中的运用和作用。设计时借助MATLAB 软件进行直流调速系统分析，进一步熟悉了MATLAB 中SIMULINK 的仿真，让我真切的感受到SIMULINK 在仿真中的重要性，同时也意识到它对我们自动化专业学生来说，必须掌握的一门技术。 通过这次课程设计使我懂得了理论与实际相结合是很重要的，只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正为社会服务，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。在设计的过程中遇到各种各样的问题，由于对很多知识掌握的不够熟练，解决这些问题可以说得是困难重重，通过向同学请教，自己查阅书籍，总算完成了这次的课程设计，这次的课程设计很好的锻炼了自己的操作能力，相信在以后的工作中遇到相似的问题自己一定可以很好的完成任务。
成绩评定·
一、指导教师评语（根据学生设计报告质量、答辩情况及其平时表现综合
评定）。
课程设计成绩评定
《运动控制系统》课程设计
题目：PWM 直流调速系统设计
系 别： 电气与电子工程系
专 业： 自动化
姓 名：
学 号： 0924092
指导教师：
河南城建学院
2013年01月06日
前言
由于直流电机具有良好的起动、制动和调速性能，已广泛应用于工业、航天领域等各个方面。随着电力电子技术的发展，脉宽调制（PWM ）调速技术已成为直流电机常用的调速方法，具有调速精度高、响应速度快、调速范围宽和功耗低等特点。而以H 桥电路作为驱动器的功率驱动电路，可方便地实现直流电机的四象限运行，包括正转、正转制动、反转、反转制动，已广泛应用于现代直流电机伺服系统中。本文从直流电动机的工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，利用SIMULINK 对系统进行了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。在理论分析和仿真研究的基础上，本文设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电路、触发电路及控制电路的具体实现。对系统的性能指标进行了实验测试，表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可靠，具有较好的静态和动态性能，达到了设计要求。采用MATLAB 软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，并用SIMULINK 进行动态数字仿真, 同时查看仿真波形, 以此验证设计的调速系统是否可行。
一、设计目的
通过对一个实用控制系统的设计，综合运用科学理论知识，提高工程意识和实践技能，使学生获得控制技术工程的基本训练，培养学生理论联系实际、分析解决实际问题的初步应用能力。
二、设计要求
完成所选题目的分析与设计，进行系统总体方案的设计、论证和选择；系统单元主电路和控制电路的设计、元器件的选择和参数计算
三、直流调速系统整体设计
1、直流电机PWM 调速控制原理 直流电动机转速公式为：
n=(U-IR)/Kφ
其中U 为电枢端电压，I 为电枢电流，R 为电枢电路总电阻，φ为每极磁通量，K 为电动机结构参数。
直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法用得很少，大多数应用场合都使用电枢电压控制法。随着电力电子技术的进步，改变电枢电压可通过多种途径实现，其中脉冲宽度调制(PWM)便是常用的改变电枢电压的一种调速方法。其方法是通过改变电机电枢电压接通时间与通电周期的比值(即占空比) 来调整直流电机的电枢电压U ，从而控制电机速度。
PWM的核心部件是电压-脉宽变换器，其作用是根据控制指令信号对脉冲宽度进行调制，以便用宽度随指令变化的脉冲信号去控制大功率晶体管的导通时间，实现对电枢绕组两端电压的控制。在本次课程设计采用双闭环直流调速系统进行调速控制。
2、双闭环直流调速系统
A. 双闭环调速系统的工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机的实际转速(电压) 低于给定值, 速度调节器的输入端存在一个偏差信号，经放大后输出的电压保持为限幅值, 速度调节器工作在开环状态, 速度调节器的输出电压作为电流给定值送入电流调节器, 此时则以最大电流给定值使电流调节器输出移相信号, 直流电压迅速上升, 电流也随即增大直到等于最大给定值, 电动机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流(堵转电流) 可以通过整定速度调节器的输出
限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后, 速度调节器输入端的偏差信号减小到近于零, 速度调节器和电流调节器退出饱和状态, 闭环调节开始起作用。对负载引起的转速波动, 速度调节器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调节器来修正触发器的移相电压, 使整流桥输出的直流电压相应变化, 从而校正和补偿电动机的转速偏差。另外电流调节器的小时间常数, 还能够对因电网波动引起的电动机电枢电流的变化进行快速调节, 可以在电动机转速还未来得及发生改变时, 迅速使电流恢复到原来值, 从而使速度更好地稳定于某一转速下运行。
B. 双闭环直流调速系统的组成
为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套连接，如图1所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE 。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。
图1 转速、电流双闭环直流调速系统
其中：ASR-转速调节器 ACR-电流调节器 TG-测速发电机 TA-电流互感器 UPE-电力电子变换器 Un -转速给定电压 Un-转速反馈电压 Ui -电流给定电压 Ui -电流反馈电压 **
实际上在正常运行时，电流调节器始终为不饱和状态，而转速调节器则处于
饱和和不饱和两种状态。双闭环直流调速系统的稳态结构图如图2所示。
图2 双闭环直流调速系统的稳态结构图
双闭环直流调速系统的动态结构图如图3所示。
图3双闭环直流调速系统的动态结构图
图中W ASR （s ）和W ACR （s ）分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流I d 标示出来。电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为图4中的三个阶段。双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形如图4所示。
图4 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形
图4中所示的启动过程，阶段Ⅰ是电流上升阶段，电流从0到达最大允许值Idm ，ASR 饱和、ACR 不饱和；阶段Ⅱ时恒流升速阶段，Id 基本保持在Idm ，电动机加速到了给定值n*，ASR 饱和、ACR 不饱和；阶段Ⅲ时转速调节阶段（退饱和阶段），ASR 不饱和、ACR 不饱和。
双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制，获得了准时间最优控制，但却带来了转速超调。
C.H 桥PWM 变换器
脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而改变平均输出电压的大小，以调节电机的转速。
由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的H 型双极式PWM 直流调速系统，电动机M 两端电压U AB 的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。通过调节开关管的导通和关断时间，即占空比，可以达到对直流电机进行调速的目的。H 型双极性PWM 变换器如图5所示。
图5 桥式可逆PWM 变换器电路
双极式控制可逆PWM 变换器的四个驱动电压波形如图6所示。
图6 双极式控制可逆PWM 变换器的驱动电压、输出电压和电流波形
它们的关系是：U g 1=U g 4=-U g 2=-U g 3。在一个开关周期内，当0≤t ≤t on 时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT2、VT3截止，这时U AB =Us 。当t on ≤t ≤T 时，VT1、VT4截止，但VT2、VT3不能立即导通，电枢电流i d 经VD2、VD3续流，这时U AB =-Us 。U AB 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图6所示。电动机的正反转体现在驱动电压正负脉冲的宽窄上。T t on ≥2，则U AB 的平均值为正，电动机正转；当正脉冲较窄时，当正脉冲较宽时，
则反转；如果正负脉冲相等，t on =T
2，平均输出电压为零，则电动机停止转动。
双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为 t on T -t on 2t on Us -=（-1）Us (1) T T T
t on U d 如果定义占空比ρ=，电压系数γ=，则在双极式可逆变换器中 T U s Ud =
γ=2ρ-1 (2) 调速时，ρ的可调范围为0~1，相应的γ=-1~1。当ρ
正转；当ρ 1时，γ为正，电动机211时，γ为负，电动机反转；当ρ=时，γ=0，电动机停止。但是22
电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。
四、系统参数的选取
1、PWM 变换器滞后时间常数Ts
PWM 控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。当控制电压Uc 改变时，PWM 变换器输出平均电压Ud 按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T 。
PWM 装置的延迟时间Ts ≤T ，一般选取 T s =1=0.001s (3) f
其中，f ------开关器件IGBT 的频率。
2、电流滤波时间常数和转速滤波时间常数
PWM变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数 Toi =0.002s
C e =U nom -I d R a 220-136⨯0. 2==0.132 V·min ／r （4）
1460n nom
GD 2R 22. 5⨯0. 5===0.18s （5） 30230375⨯C e 375⨯⨯0. 1322
ππ
L 1. 5⨯10-2
=0.03s （6） T l ==R 0. 5
五、各部分设计
1、电流调节器ACR 的设计
A 、电流环小时间常数计算
按小时间按常数近似处理，T ∑i 取
错误！未找到引用源。=Toi +Ts =0.002+0.001=0.003
(7)
B 、电流调节器结构选择
根据设计要求δi ≤5%，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差，可以按典型I型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用PI 调节器，其传递函数可见式（8）。 （s ）= W ACR K（）i τi s +1 (8) τi s
检查对电源电压的抗扰性能：T l 0. 03==10，分析可知，各项指标都是可T ∑i 0.003
以接受的。
C 、电流调节器参数计算
电流调节器超前时间常数：τi =T l =0. 03s 。
电流环开环增益：要求δi ≤5%，根据典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取K I T ∑i =0. 5，因此 K I =0.5=0. 5=166. 7s -1
T (9)
∑i 0.003
于是，ACR 的比例系数为 KKI τi R 166.
i =K=7⨯0. 03⨯0. 5
⨯0. 05=1. 25
s β40
D 、校验近似条件
电流环截止频率：ωci =KI =166.7s -1
（1）PWM 变换装置传递函数的近似条件 1
3T =1
⨯0. 001=333. 3s -1>ωci (11)
s 3
满足近似条件。
（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 31
T =3⨯1
003=40. 8s -1
m T l 0. 18⨯0.
满足近似条件。
（3）电流环小时间常数近似处理条件 11=11=235. 7s -1
3T >ωci (13)
s T oi 30. 001⨯0. 002
满足近似条件。
E 、调节器电容和电阻值计算
按所用运算放大器取R 0=40k Ω，各个电阻和电容值的计算如下：
10） （
R i =K i R 0=1. 25⨯40=50k Ω 取50k Ω C i =
τi
R i
=
0. 03
=0. 6μF 取0.6μF 3
50⨯10
C oi =
4T oi 4⨯0.002
==0.2μF 取0.2μF 3
R 040⨯10
PI 型电流调节器原理图如图7所示。
图7 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器
由以上计算可得电流调节器传递函数为 W ACR （s ）=
K i (τi s +1) 1. 25(0. 03s +1)
(14) =
τi s 0.03s
校正成典型I 型系统的电流环动态结构图如图8所示。
图8 电流环的动态结构图
2、速度调节器ASR 设计 A 、时间常数的设定
在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求（δi ≤5%），K I T ∑i =0. 5，所以电流环等效时间常数
转速环小时间常数T∑n 。按小时间常数处理处理，取 T∑n =
1
+Ton =0. 006+0. 01=0. 016s (16) KI
1
为： K I
1
=2T∑i =2⨯0.003=0.006s （15） K I
B 、转速调节器结构选择
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR 中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环调节器应该有两个积分环节，所以应该设计成典型II 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为
（s ）= W ASR
K n (τn s +1)
(17)
τn s
C 、转速调节器参数计算
按跟随性和抗扰性好的原则，取h=5，则ASR 的超前时间常数为：
τn =h T∑n =5⨯0. 016=0. 08s (18)
转速环的开环增益为： KN=
h +15+1
==468.75s -2 (19) 222
2h T∑n 2⨯25⨯0. 016
于是可得ASR 的比例系数为： Kn =
(h +1) βC e Tm 6⨯0. 05⨯0. 132⨯0. 18
==12.7 (20)
2h αR T∑n 2⨯5⨯0. 007⨯0. 5⨯0. 016
D 、校验近似条件
转速环的截止频率为：ωcn =
KN
ω1
=KN τn =468.8⨯0. 08=37.5s -1 （21）
（1）电流环传递函数简化条件
1K I1. 7
==78. 6s -1>ωcn (22)
3T∑i 30. 003
满足简化条件。
（2）转速环小时间常数近似处理条件 满足简化条件。 （3）校核转速超调量
当h=5时，由典型II 型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，
1KI1166. 7
==40.0s -1>ωcn (23)
3Ton 30.01
σn =37. 6%，不能满足设计的要求。实际上，突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况重新计算超调量。 系统空载启动到额定转速时的转速超调量：
136⨯0. 5
∆C ∆n ∆C ∆n T0.016σn =(max ) *b =2(max )(λ-z ) *b ∑n =2⨯0.812⨯1. 5⨯⨯=7.6%
C b C b 14600.18n n Tm
满足要求。
E 、调节器电容和电阻值计算
按所用运算放大器取R 0=40k Ω，各电阻和电容值计算如下：
R n =Kn R 0=12. 7⨯40k Ω=508k Ω 取510k Ω C n =
τn
R n
=
0. 08
F =0. 157μF 取0.2μF 3
510⨯10
C on =
4Ton 4⨯0. 01
=F =1μF 取1μF 3R 040⨯10
PI型转速调节器原理图如图9所示。
图9 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器
由以上计算可得转速调节器的传递函数为 W ASR （s ）=
Kn (τn s +1) 12.7(0. 08s +1)
(24) =
τn s 0. 08s
校正成典型II 型系统的转速环的动态结构图如图10所示。
图10 转速环的动态结构图
六、双闭环系统的电路设计 1、 转速调节器ASR 电路
设计中采用运算放大器TL082作为系统转速调节器电路，如图11所示，给定电压由正负10V 电源加在两个电位器上构成，通过调节电位器R11、R22即可调节给定电压的大小，在经过电压跟随器加到速度调节器上。图中稳压二极管D3、D4配合构成限幅器限制ASR 输出的最大电压，保证了系统在启动过程中电机能够在最大转矩下安全的恒流启动。实现饱和非线性控制。
图11 转速调节器ASR 电路
2、电流调节器ACR 电路
电流环调节器硬件电路是如图12所示的PI 调节器。同速度调节器，D1、D2构成限幅电路，当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起到堵转以及过流保护作用。ASR 的输出作为给定信号加在U i *端，反馈的电流信号加在UiF 端。
图12 电流调节器ACR 电路
电流检测部分采用霍尔传感器检测出主回路中的电流，送入电流调节器的电流反馈输入端。通过调节电位器R20即可调节 的值到适当的大小。电流检测电路如图13所示。
图13 电流检测电路
3、PWM 脉宽控制电路
如图14所示为PWM 脉宽控制电路，控制电压Uc 控制SG3524输出两路带死区互
补的PWM 波，通过控制电压Uc 的大小控制占空比的大小。然后一路PWM 波连接U5的HIN 和U7的LIN ，另一路PWM 波其通过SN74LS04反相连接U7的LIN 和U5的HIN ，这样就共同通过一片SG3524驱动两路半桥电路，实现全桥驱动。
图14 PWM 脉宽控制电路
SG3524介绍和电路参数设定如下：
SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源, 它向集成块内部的斜波发生器、PWM 比较器、T 型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压，基准电压振荡器先产生0.6V-3.5V 的连续不对称锯齿波电压Vj, 再变换成矩形波电压, 送至触发器、或非门, 并由3脚输出。
本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中MOSFET 的开关频率，选择适当的RT 、CT 值即可确定振荡频率。振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT 和外接电阻器RT 决定, 其为:f=1.15/RTCT。
由初始条件知，开关频率为10kHz ，可以选择RT=12kΩ ，CT=0.01uF。两路输出单独使用时，输出脉冲占空比为0%~45%，脉冲频率为振荡频率的一半。两路输出并联使用才能使输出脉冲占空比为0%~90%，脉冲频率为振荡频率。
IR2110介绍与电路参数设定如下：
MOSFET 驱动采用了集成芯片IR2110，IR2110采用HVIC 和闩锁抗干扰CMOS 工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS 输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V ，du/dt=±50V/ns，在15V 下的
静态功耗仅有1.6mW ；输出的栅极驱动电压范围为10～20V ，逻辑电源电压范围为5～15V ，逻辑电源地电压偏移范围为－5V ～＋5V 。IR2110采用CMOS 施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。
因SG3524振荡频率为10KHz ，电容C35和C45大小取1uF 。且为了防止IR2110驱动的半桥直通，反相器需有一定的时间裕量，保证同一路IR2110两互补信号有死区，在这里用SN74LS14构成的反相器可以满足要求。
七、系统仿真
图15 双闭环直流调速系统的MATLAB 仿真原理图
图中，step 为一个电压阶跃信号，当t=0时，跳变为阶跃值为10的信号。 图中subsystem 是新建的一个系统，通过设计参数，其等效为ASR 或者ACR ，只是两者的参数设置不一样，但内部结构相同，包含比例环节和积分环节，如图16所示。
图16 ASR和ACR 内部结构图
图17 转速环仿真结果
双闭环直流调速系统仿真结果如图17所示，系统的起动过程包含三个阶段。电流上升阶段、恒流升速阶段和转速调节（退饱和）阶段。在图16中，黄色曲线表示转速变化，紫色曲线表示电枢电流的变化。
八、设计总结
通过对PWM 脉宽直流调速系统的设计，使我更深刻的理解课本所学知识，对双闭环系统的设计步骤和设计过程有了更深入的了解。
通过本次课程设计，加深了对所学电力拖动自动控制系统课程知识的理解，特别是双闭环直流调速系统的设计，包括电流环、转速环的设计, 以及PWM 在调速中的运用和作用。设计时借助MATLAB 软件进行直流调速系统分析，进一步熟悉了MATLAB 中SIMULINK 的仿真，让我真切的感受到SIMULINK 在仿真中的重要性，同时也意识到它对我们自动化专业学生来说，必须掌握的一门技术。 通过这次课程设计使我懂得了理论与实际相结合是很重要的，只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正为社会服务，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。在设计的过程中遇到各种各样的问题，由于对很多知识掌握的不够熟练，解决这些问题可以说得是困难重重，通过向同学请教，自己查阅书籍，总算完成了这次的课程设计，这次的课程设计很好的锻炼了自己的操作能力，相信在以后的工作中遇到相似的问题自己一定可以很好的完成任务。
成绩评定·
一、指导教师评语（根据学生设计报告质量、答辩情况及其平时表现综合
评定）。
课程设计成绩评定