仪表放大器的正确使用方法
作者：Charles Kitchin及Lew Counts，Analog Devices
仪表放大器（instrumentation amplifier）被广泛地应用在现实世界中的数据截取。然而，设计工程师在使用它们时，却经常会出现不当使用的情形。具体来说，尽管现代仪表放大器具 有优异的共模抑制（common-mode rejection，CMR），但设计工程师必须限制总共模电压及信号电压，以避免放大器内部输入缓冲的饱和。不幸的是，设计工程师经常忽略此一要求。
其他常见的应用问题则是由以下因素所引起的，包括以高阻抗源驱动仪表放大器的基准端；在增益很高的情况下来操作低供应电压的仪表放大器电路；仪表放大器输入端与交流耦合，但却没有提供直流对地的返回路径；以及使用不匹配的 RC 输入耦合组件。
仪表放大器快速入门
仪表放大器是具有差分输入和单端输出的死循环增益电路区块。仪表放大器一般还有一个基准输入端，以便让用户可以对输出电压进行上或下的位准移位 （level-shift）。使用者还可以一个或多个的内部或外部电阻来设定增益。
图 1 是一个桥式前置放大器（bridge-preamplifier）电路，这是一种典型的仪表放大器应用电路。当检测到讯号时，该桥式电阻
（bridge- resistor）值即改变，使得桥的平衡被破坏，而引起它的差分电压改变。此一信号输出即是差分电压，它可以直接连接到仪表放大器的输入端。另外，在零信号（zero-signal）情况下，在两条线路上也都会出现恒定的直流电压。在这两条输入线路上的直流电压是相同的，或是共模的。
正常情况下，仪表放大器会抑制共模直流电压，或同时出现在两根在线的任何电压，如噪声和嗡嗡声(hum），而放大两线间电压差距的差分讯号电压。
CMR：运算放大器与仪表放大器的对比
对许多应用来说，要从噪声、嗡嗡声或直流偏移电压背景中提取出微弱的信号，CMR 特性非常重要。运算放大器和仪表放大器都具有某种 CMR 特性。但是，仪表放大器能阻止共模信号出现在放大器的输出端。而运算放大器虽然也有 CMR，但共模电压通常会以单一增益（unity gain），随着信号传送到输出端。
图 2 是一个连接到输入源（桥式传感器）的运算放大器。该桥输出（bridge output）骑乘在一共模直流电压之上。由于运算放大器的输出端与结合点之间有外接的回馈电路，+ 输入端（+ input）的电压与 – 输入端（– input）的相同。因此，运算放大器在理想情况下，其输入端为 0V。于是，对于 0V 的差分输入电压，运算放大器的输出电压必定为 VCM。
在实际应用中，运算放大器的死循环增益可以放大讯号，而共模电压只接收单一增益。这种增益上的差别降低了共模电压在信号电压中所占百分比。但是，共模电压还 是出现在输出端，而由于它的存在，缩小了放大器可用的输出摆幅。基于许多理由，任何出现在运算放大器输出端的共模直流电压或交流信号都极不受欢迎。
图 3 是一个常用的三运算放大器仪表放大器电路。现今如 Analog Devices 的 AD8221这样的仪表放大器 IC，一般也包括所有这些器件。由于采用运算放大器，仪表放大器电路的输入缓冲级 A1 和 A2 可以将信号电压放大，而共模电压则只收到单一增益。但是，现在每个缓冲器的输出端同时驱动一个减法器电路 A3，它只让差分电压通过，并且有效地抑制任何共模电压。
当直流共模输入电压使得单电源的仪表放大器电路不能工作时，一个会影响由三个运算放大器配置成之单片器件的问题就会发生。设计工程师经常会选用单电源仪表 放大器，所以它们便可利用单一的低压电源来工作。但接下来他们就遇到麻烦了。
以一个利用单 5V直流单一供应电压工作的的仪表放大器桥式电路为例（图 4）。 很多设计工程师只是简单地将仪表放大器的基准输入端 VREF 接地，就像双电源工作情况那样。
在这个简化的案例中，利用一个采用等值电阻的桥电路，缓冲器的（零信号（zero-signa））输出（A1 和 A2）均为 2.5V
直流。这种情
况发生的原因是，因为仪表放大器的缓冲器是以共模电压的单一增益来运作。由于两个缓冲器都将相同的 2.5V DC 加到仪表放大器的输出减法器上，减法器会试图摆向 0V。事实上，即使具有良好“轨至轨”效能的放大器也不能一直摆到负电源（在此一案例中，“接地”或 0V），所以一个明显的错误早就存在了。显然地，试图向仪表放大器信号输出负值摆动的任何电阻桥信号都不会有任何结果。此时电路基本上已经没有功能了，而 一位粗心大意的设计工程师可能会很容易地忽略此一问题，因为在没有共模电压时，仪表放大器的输出看起来没有什么异样。
解决此一常见问题的办法是在仪表放大器的基准端加一个2.5V的半供电电压（half the supply voltage），这样，A3 的输出就会确定在供电电压的中间。于是该输出可以在这个中间电压的上下摆动。当然，在这种情况下，低电压、单电源电路的动态范围一般要低于双电源供电的情 况。
当低供应电压及高放大器增益使得仪表放大器电路失效
（inoperative）时，就会出现类似的问题。当仪表放大器在很高的增益（如1000）工作时， 这是非常常见的（图 5）。 此时，10 mV p-p 的输入电压乘以一个 1000 的增益，可以在两个输出端 A1 和 A2 之间会产生一个 10V p-p 的信号。当使用 ±15V 电源时，这不是问题。但当电路用单 5V 甚至双 5V 电源供电时，仪表放大器就无法工作了。并且，如果电路中原来就有高
直流共模电压的桥式放大器，将更增加复杂性。
使 用单片 IC 的使用者无法利用到缓冲输出端
A1 和 A2，而只能看到最终输出端的情况，即
A3 输出端。再者，这种情况产生的严重设计问
题是无法探测到的，有时只有当产品在交付使
用后才会发现。
另外常见的应用问题是源自于利用低单一供应电压作业，并采用标准的非轨至轨器件（standard, non-rail-to-rail device）。像 Analog Devices AD623 这样的高质量轨至轨仪表放大器的输出摆幅向上可以到正电压轨 0.5V之下，向下可以到接地 0.01V之上。它的输入电压范围也相似。此时，放大器的输出摆幅几乎与供电电压相等。因此，当使用单 5V 电源时，放大器的输出摆幅大约为 4.49V。不幸
的是，有些设计工程师忘记了放大器的余量问题（headroom），在设计中使用了标准的非轨至轨产品。即使是一个很好的双电源仪表放大 器，其输出摆幅也只是在两个轨之间约 2V 以内。因此，当使用单 12 V 电源，仪表放大器的输出以 6V 为中心时，轨至轨放大器的摆幅可以为 ±5.5V，而标准产品则可能只有 ±4V 的输出摆幅（11V p-p 与 8V p-p之比较）。
另外，当设计工程师试图用高阻抗源驱动仪表放大器的基准端时，也会出现一些应用问题。在多数常见仪表放大器中，基准输入端的典型阻抗值为 20 至 125 kΩ。如果使用像运算放大器这一类的低阻抗源来直接驱动基准端，就不会有问题。但经常有设计工程师粗心大意地把一个电阻分压器当作一低成本的比例输出 （ratio-metric）基准源，最终就会产生严重的错误（图 6）。
在一个典型的三运算放大器仪表放大器中，基准输入端是输出减法器电路的一部分。它本身的输入阻抗是固定的，近似等于 RREF1 与 RREF2 之和，通常是 2×RREF。在基准端与公共地之间外接电阻 R2 会使 A3 减法器失去平衡，造成 CMR 误差。一种可以尽量减小此一问题的办法是将 R2 的值降低到大约为 RREF1 与 RREF2 之和的 0.1%（对 60 dB CMR而言）。但是，对于 10 kΩ 的 RREF 和 RREF2 （总输入 Z 为 20000Ω），R2 要求是 20Ω。但这么小的电阻会在分压网络中无谓地消耗掉大量电流。另外，还有 RREF1 和 RREF2 与 R2 的分流问题，这会造成基准电压的误差。
这 些问题综合起来，就会为采用运算放大器缓
冲器驱动基准端提供一强而有力的论据（图
7）。运算放大器有低的输出阻抗 （通常小于
1Ω），因而不会产生明显的 CMR 误差。注意，
本应用中采用两个 1% 的电阻，由于电阻不匹
配产生的增益误差最大为 2%。
由于直流 CMR 的限制，以及很多电路并不需要真正的直流响应，于是诱使设计工程师在仪表放大器电路的输入采用交流耦合。一种常见的错误方法是简单地在每个仪表放大器输入 端串接一个适当值的电容（图 8）。
同样的，由于单片式仪表放大器是一个完整封装的 IC，使用者经常不清楚里面的结构。因此，采用这种“悬浮（floating）”输入连接的仪表放大器没有直流基准。输入偏置电流会对交流耦合电容（C1 和 C2）充电，直到它们超过输入共模电压为止。换句话说，根据不同方向的输入偏置电流，电容会充电到供电电压或低至接地电压。在采用 FET 输入器件和大容量电容时，可能要花几分钟时间仪表放大
器才会停止工作。一次常规的实验测试可能无法发现问题，因此，完
全避免问题出现就很重要。但幸运的 是，对双电源作业而言，有一种简单的解决方法：只要在每个输入端与地之间各加接一个大阻抗值的直流返回电阻（dc return resistor），如图 9。这样，两个输入端都有对地的直流基准，只有受到输入信号驱动时才会变化。
对于单电源供电的仪表放大器，交流耦合更复杂一些，一般需要在每个输入端加一个直流共模电压 VCM（图 10）。这是一个必要的步骤，因为仪表放大器的输出不能摆到负供电电压以下（在此一例子中，就是接地）。如果仪表放大器输出电压要向 下再摆几个毫伏，信号就会被截割（clipped）。
为 VCM 和 VREF 选择合适的电压值是下一个要考虑的重要设计问题，特别是在低供电电压应用中。一般来说，将 VCM
设为预期
输入动态范围的中间值，而 VREF 则取预计输出动态范围的中间值。假设预期输入信号(–IN–(IN))为 +1V 至 –2V。此时，仪表放大器的输入缓冲器需要向 VCM 的正、负方向摆动。因此，必须将 VCM 升到地电位以上才能满足此一情况发生的要求。假设仪表放大器工作在单一增益，可将 VCM 设为 2V 或略高，这样可为负方向留出一个2V的余量。但付出的代价是正向的摆幅将不足 2V 。如果仪表放大器的增益大于 1，则修改 VCM 的设定，使缓冲器输出端能有完整摆幅，不会被截割。
找出输出中间值的方法也类似：估计出仪表放大器输出摆幅的大小与方向，大多数情况下应是 VIN×gain+VCM，然后再加一个基准电压 VREF，它即是该输出范围的中点。
在选择交流耦合电路中直流返回电阻值时，要在偏置误差与输入耦合电容的实体尺寸和电气容量之间作出折衷。输入电阻值越大，所需输入耦合电容值就越小。这样 可以同时节省成本和占用电路板的空间。但不利之处是大阻值输入电阻会由于输入偏置电流而增加偏置电压误差。偏置电压漂移和电阻噪声也会增高。
如果电阻值较小，则 C1 和 C2 需要选用更大的电容值，才能提供相同的 -3 dB 转角频率（corner frequency）。即：F–3 dB=(1/(2πR1C1))，其中，R1=R2 和 C1=C2。
除非在交流耦合电容的每一端都有够高的直流电压，否则就应使用无极性（nonpolarized）电容。像电解电容这些电容在没有适当的直流偏置情况下， 会表现得像二极管。如果要使组件尽量小，可以选用 0.1μF 以下的电容。一般情况下，电容值越低，该电容的价格就越低，尺寸也越小。输入耦合电容的额定电压需要够高，以防止被可能出现的瞬变输入电压击穿。最后还要 注意：避免使用高 K 值（高介电常数）的陶瓷电容，它可能会引入谐波失真。
在交流耦合情况下，两个直流返回电阻的不匹配会造成输入偏置的不平衡(IB1–IB2)，从而产生一个输入偏置电压误差（图 9）。表 1 给出了各种电路带宽下 R、C 组件值，以及两种输入偏置电流下的 VOS 误差。
作者介绍
Charles Kitchin 是 Analog Devices的硬件应用工程师。他主要负责撰写技术出版品和开发应用电路。他已经发表了 80 多篇技术文章和设计方法、三本书、还有很多应用说明。
Lew Counts 是 Analog Devices 公司先进线性产品部的副总裁，并在 1984 年获得 Analog Devices 公司部门科学家的最高荣誉。
一、概述:
随着电子技术的飞速发展，运算放大电路也得到广泛的应用。仪表放大器专门精密差分电压放大器，它源于运算放大器,且优于运算放大器。仪表放大器把关键元件集成在放大器内部，其独特的结构使它具有高共模抑制比、高输入阻抗、低噪声、低线性误差、低失调漂移增益设置灵活和使用方便等特点,使其在数据采集、传感器信号放大、高速信号调节、医疗仪器和高档音响设备等方面倍受青睐。仪表放大器是一种具有差分输入和相对参考端单端输出的闭环增益组件，具有差分输出和相对参考端的单端输出。与运算放大器不同之处是运算放大器的闭环增益是由反相输出端与输出端之间连接的外部电阻决定，而仪表放大器则使用与输入端隔离的内部反馈电阻网络。仪表放大器的 2 个差分输入端施加输入信号，其增益即可由内部预置，也可由用户通过引脚内部设置或者通过与输入信号隔离的外部增益电阻置。
二、仪表放大器电路的构成及原理
仪表放大器电路的典型结构如图1所示。它主要由两级差分放大
器电路构成。其中，运放A1，A2为同相差分输入方式，同相输入可以大幅度提高电路的输入阻抗，减小电路对微弱输入信号的衰减；差分输入可以使电路只对差模信号放大，而对共模输入信号只起跟随作用，使得送到后级的差模信号与共模信号的幅值之比(即共模抑制比CMRR)得到提高。这样在以运放A3为核心部件组成的差分放大电路中，在CMRR要求不变情况下，可明显降低对电阻R3和R4，Rf和R5的精度匹配要求，从而使仪表放大器电路比简单的差分放大电路具有更好的共模抑制能力。在R1=R2，R3=R4，Rf=R5的条件下，图1电路的增益为：G=(1+2R1／Rg)(Rf／R3)。由公式可见，电路增益的调节可以通过改变Rg阻值实现。
三、仪表放大器电路设计及应用
目前，仪表放大器电路的实现方法主要分为两大类：第一类由分立元件组合而成；另一类由单片集成芯片直接实现。根据现有元器件，分别以单运放LM741和OP07，集成四运放LM324和单片集成芯片
AD620为核心，设计出四种仪表放大器电路方案。
方案1 由3个通用型运放LM741组成三运放仪表放大器电路形式，辅以相关的电阻外围电路，加上A1，A2同相输入端的桥式信号输入电路，如图2所示。
图2中的A1～A3分别用LM741替换即可。电路的工作原理与典型仪表放大器电路完全相同。
方案2 由3个精密运放OP07组成，电路结构与原理和图2相同(用3个OP07分别代替图2中的A1～A3)。
方案3 以一个四运放集成电路LM324为核心实现，如图3所示。
它的特点是将4个功能独立的运放集成在同一个集成芯片里，这样可以大大减少各运放由于制造工艺不同带来的器件性能差异；采用统一的电源，有利于电源噪声的降低和电路性能指标的提高，且电路的基本工作原理不变。
方案4 由一个单片集成芯片AD620实现，如图4所示。它的特点是电路结构简单：一个AD620，一个增益设置电阻Rg，外加工作电源就可以使电路工作，因此设计效率最高。图4中电路增益计算公式为：G=49．4K／Rg+1。
实现仪表放大器电路的四种方案中，都采用4个电阻组成电桥电路的形式，将双端差分输入变为单端的信号源输入。性能测试主要是从信号源Vs的最大输入和Vs最小输入、电路的最大增益及共模抑制比几方面进行仿真和实际电路性能测试。测试数据分别见表1和表
2。其中，Vs最大(小)输入是指在给定测试条件下，使电路输出不失真时的信号源最大(小)输入；最大增益是指在给定测试条件下，使输出不失真时可以实现的电路最大增益值。共模抑制比由公式KCMRR=20|g | AVd／AVC|(dB)计算得出。
说明：(1)f为Vs输入信号的频率；
(2)表格中的电压测量数据全部以峰峰值表示；
(3)由于仿真器件原因，实验中用Multisim对方案3的仿真失效，表1中用“-”表示失效数据；
(4)表格中的方案1～4依次分别表示以LM741，OP07，LM324和AD620为核心组成的仪表放大器电路。
由表1和表2可见，仿真性能明显优于实际测试性能。这是因为仿真电路的性能基本上是由仿真器件的性能和电路的结构形式确定的，没有外界干扰因素，为理想条件下的测试；而实际测试电路由于受环境干扰因素(如环境温度、空间电磁干扰等)、人为操作因素、实际测试仪器精确度、准确度和量程范围等的限制，使测试条件不够理想，测量结果具有一定的误差。在实际电路设计过程中，仿真与实际测试各有所长。一般先通过仿真测试，初步确定电路的结构及器件参数，再通过实际电路测试，改进其具体性能指标及参数设置。这样，在保证电路功能、性能的前提下，大大提高电路设计的效率。
由表2的实测数据可以看出：方案2在信号输入范围(即Vs的最大、最小输入)、电路增益、共模抑制比等方面的性能表现为最优。在价格方面，它比方案1和方案3的成本高一点，但比方案4便宜
很多。因此，在四种方案中，方案2的性价比最高。方案4除最大增益相对小点，其他性能仅次于方案2，具有电路简单，性能优越，节省设计空间等优点。成本高是方案4的最大缺点。方案1和方案3在性能上的差异不大，方案3略优于方案1，且它们同时具有绝对的价格优势，但性能上不如方案2和方案4好。
综合以上分析，方案2和方案4适用于对仪表放大器电路有较高性能要求的场合，方案2性价比最高，方案4简单、高效，但成本高。方案1和方案3适用于性能要求不高且需要节约成本的场合。针对具体的电路设计要求，选取不同的方案，以达到最优的资源利用。电路的设计方案确定以后，在具体的电路设计过程中，要注意以下几个方面：
(1)注意关键元器件的选取，比如对图2所示电路，要注意使运放A1，A2的特性尽可能一致；选用电阻时，应该使用低温度系数的电阻，以获得尽可能低的漂移；对R3，R4，R5和R6的选择应尽可能匹配。
(2)要注意在电路中增加各种抗干扰措施，比如在电源的引入端增加电源退耦电容，在信号输入端增加RC低通滤波或在运放A1，A2的反馈回路增加高频消噪电容，在PCB设计中精心布局合理布线，正确处理地线等，以提高电路的抗干扰能力，最大限度地发挥电路的性能。 编辑本段四、仪表放大器的特点：
● 高共模抑制比
共模抑制比(CMRR) 则是差模增益( A d) 与共模增益( Ac) 之比,即:CMRR = 20lg | Ad/ Ac | dB ;仪表放大器具有很高的共模抑制比，CMRR 典型值为 70～100 dB 以上。
● 高输入阻抗
要求仪表放大器必须具有极高的输入阻抗，仪表放大器的同相和反相输入端的阻抗都很高而且相互十分平衡，其典型值为 109～1012Ω.
● 低噪声
由于仪表放大器必须能够处理非常低的输入电压，因此仪表放大器不能把自身的噪声加到信号上，在 1 kHz 条件下，折合到输入端的输入噪声要求小于 10 nV/ Hz.
● 低线性误差
输入失调和比例系数误差能通过外部的调整来修正，但是线性误差是器件固有缺陷，它不能由外部调整来消除。一个高质量的仪表放大器典型的线性误差为 0. 01 % ，有的甚至低于 0. 0001 %. ● 低失调电压和失调电压漂移
仪表放大器的失调漂移也由输入和输出两部分组成，输入和输出失调电压典型值分别为 100μV 和2 mV.
● 低输入偏置电流和失调电流误差
双极型输入运算放大器的基极电流,FET 型输入运算放大器的栅极电流，这个偏置电流流过不平衡的信号源电阻将产生一个失调误差。双极型输入仪表放大器的偏置电流典型值为 1 nA～50 pA ；而 FET
输入的仪表放大器在常温下的偏置电流典型值为 50 pA. ● 充裕的带宽
仪表放大器为特定的应用提供了足够的带宽，典型的单位增益小信号带宽在 500 kHz～4 MHz 之间。
● 具有“检测”端和“参考”端
仪表放大器的独特之处还在于带有“检测”端和“参考”端，允许远距离检测输出电压而内部电阻压降和地线压降( IR) 的影响可减至最小。
仪表放大器的正确使用方法
作者：Charles Kitchin及Lew Counts，Analog Devices
仪表放大器（instrumentation amplifier）被广泛地应用在现实世界中的数据截取。然而，设计工程师在使用它们时，却经常会出现不当使用的情形。具体来说，尽管现代仪表放大器具 有优异的共模抑制（common-mode rejection，CMR），但设计工程师必须限制总共模电压及信号电压，以避免放大器内部输入缓冲的饱和。不幸的是，设计工程师经常忽略此一要求。
其他常见的应用问题则是由以下因素所引起的，包括以高阻抗源驱动仪表放大器的基准端；在增益很高的情况下来操作低供应电压的仪表放大器电路；仪表放大器输入端与交流耦合，但却没有提供直流对地的返回路径；以及使用不匹配的 RC 输入耦合组件。
仪表放大器快速入门
仪表放大器是具有差分输入和单端输出的死循环增益电路区块。仪表放大器一般还有一个基准输入端，以便让用户可以对输出电压进行上或下的位准移位 （level-shift）。使用者还可以一个或多个的内部或外部电阻来设定增益。
图 1 是一个桥式前置放大器（bridge-preamplifier）电路，这是一种典型的仪表放大器应用电路。当检测到讯号时，该桥式电阻
（bridge- resistor）值即改变，使得桥的平衡被破坏，而引起它的差分电压改变。此一信号输出即是差分电压，它可以直接连接到仪表放大器的输入端。另外，在零信号（zero-signal）情况下，在两条线路上也都会出现恒定的直流电压。在这两条输入线路上的直流电压是相同的，或是共模的。
正常情况下，仪表放大器会抑制共模直流电压，或同时出现在两根在线的任何电压，如噪声和嗡嗡声(hum），而放大两线间电压差距的差分讯号电压。
CMR：运算放大器与仪表放大器的对比
对许多应用来说，要从噪声、嗡嗡声或直流偏移电压背景中提取出微弱的信号，CMR 特性非常重要。运算放大器和仪表放大器都具有某种 CMR 特性。但是，仪表放大器能阻止共模信号出现在放大器的输出端。而运算放大器虽然也有 CMR，但共模电压通常会以单一增益（unity gain），随着信号传送到输出端。
图 2 是一个连接到输入源（桥式传感器）的运算放大器。该桥输出（bridge output）骑乘在一共模直流电压之上。由于运算放大器的输出端与结合点之间有外接的回馈电路，+ 输入端（+ input）的电压与 – 输入端（– input）的相同。因此，运算放大器在理想情况下，其输入端为 0V。于是，对于 0V 的差分输入电压，运算放大器的输出电压必定为 VCM。
在实际应用中，运算放大器的死循环增益可以放大讯号，而共模电压只接收单一增益。这种增益上的差别降低了共模电压在信号电压中所占百分比。但是，共模电压还 是出现在输出端，而由于它的存在，缩小了放大器可用的输出摆幅。基于许多理由，任何出现在运算放大器输出端的共模直流电压或交流信号都极不受欢迎。
图 3 是一个常用的三运算放大器仪表放大器电路。现今如 Analog Devices 的 AD8221这样的仪表放大器 IC，一般也包括所有这些器件。由于采用运算放大器，仪表放大器电路的输入缓冲级 A1 和 A2 可以将信号电压放大，而共模电压则只收到单一增益。但是，现在每个缓冲器的输出端同时驱动一个减法器电路 A3，它只让差分电压通过，并且有效地抑制任何共模电压。
当直流共模输入电压使得单电源的仪表放大器电路不能工作时，一个会影响由三个运算放大器配置成之单片器件的问题就会发生。设计工程师经常会选用单电源仪表 放大器，所以它们便可利用单一的低压电源来工作。但接下来他们就遇到麻烦了。
以一个利用单 5V直流单一供应电压工作的的仪表放大器桥式电路为例（图 4）。 很多设计工程师只是简单地将仪表放大器的基准输入端 VREF 接地，就像双电源工作情况那样。
在这个简化的案例中，利用一个采用等值电阻的桥电路，缓冲器的（零信号（zero-signa））输出（A1 和 A2）均为 2.5V
直流。这种情
况发生的原因是，因为仪表放大器的缓冲器是以共模电压的单一增益来运作。由于两个缓冲器都将相同的 2.5V DC 加到仪表放大器的输出减法器上，减法器会试图摆向 0V。事实上，即使具有良好“轨至轨”效能的放大器也不能一直摆到负电源（在此一案例中，“接地”或 0V），所以一个明显的错误早就存在了。显然地，试图向仪表放大器信号输出负值摆动的任何电阻桥信号都不会有任何结果。此时电路基本上已经没有功能了，而 一位粗心大意的设计工程师可能会很容易地忽略此一问题，因为在没有共模电压时，仪表放大器的输出看起来没有什么异样。
解决此一常见问题的办法是在仪表放大器的基准端加一个2.5V的半供电电压（half the supply voltage），这样，A3 的输出就会确定在供电电压的中间。于是该输出可以在这个中间电压的上下摆动。当然，在这种情况下，低电压、单电源电路的动态范围一般要低于双电源供电的情 况。
当低供应电压及高放大器增益使得仪表放大器电路失效
（inoperative）时，就会出现类似的问题。当仪表放大器在很高的增益（如1000）工作时， 这是非常常见的（图 5）。 此时，10 mV p-p 的输入电压乘以一个 1000 的增益，可以在两个输出端 A1 和 A2 之间会产生一个 10V p-p 的信号。当使用 ±15V 电源时，这不是问题。但当电路用单 5V 甚至双 5V 电源供电时，仪表放大器就无法工作了。并且，如果电路中原来就有高
直流共模电压的桥式放大器，将更增加复杂性。
使 用单片 IC 的使用者无法利用到缓冲输出端
A1 和 A2，而只能看到最终输出端的情况，即
A3 输出端。再者，这种情况产生的严重设计问
题是无法探测到的，有时只有当产品在交付使
用后才会发现。
另外常见的应用问题是源自于利用低单一供应电压作业，并采用标准的非轨至轨器件（standard, non-rail-to-rail device）。像 Analog Devices AD623 这样的高质量轨至轨仪表放大器的输出摆幅向上可以到正电压轨 0.5V之下，向下可以到接地 0.01V之上。它的输入电压范围也相似。此时，放大器的输出摆幅几乎与供电电压相等。因此，当使用单 5V 电源时，放大器的输出摆幅大约为 4.49V。不幸
的是，有些设计工程师忘记了放大器的余量问题（headroom），在设计中使用了标准的非轨至轨产品。即使是一个很好的双电源仪表放大 器，其输出摆幅也只是在两个轨之间约 2V 以内。因此，当使用单 12 V 电源，仪表放大器的输出以 6V 为中心时，轨至轨放大器的摆幅可以为 ±5.5V，而标准产品则可能只有 ±4V 的输出摆幅（11V p-p 与 8V p-p之比较）。
另外，当设计工程师试图用高阻抗源驱动仪表放大器的基准端时，也会出现一些应用问题。在多数常见仪表放大器中，基准输入端的典型阻抗值为 20 至 125 kΩ。如果使用像运算放大器这一类的低阻抗源来直接驱动基准端，就不会有问题。但经常有设计工程师粗心大意地把一个电阻分压器当作一低成本的比例输出 （ratio-metric）基准源，最终就会产生严重的错误（图 6）。
在一个典型的三运算放大器仪表放大器中，基准输入端是输出减法器电路的一部分。它本身的输入阻抗是固定的，近似等于 RREF1 与 RREF2 之和，通常是 2×RREF。在基准端与公共地之间外接电阻 R2 会使 A3 减法器失去平衡，造成 CMR 误差。一种可以尽量减小此一问题的办法是将 R2 的值降低到大约为 RREF1 与 RREF2 之和的 0.1%（对 60 dB CMR而言）。但是，对于 10 kΩ 的 RREF 和 RREF2 （总输入 Z 为 20000Ω），R2 要求是 20Ω。但这么小的电阻会在分压网络中无谓地消耗掉大量电流。另外，还有 RREF1 和 RREF2 与 R2 的分流问题，这会造成基准电压的误差。
这 些问题综合起来，就会为采用运算放大器缓
冲器驱动基准端提供一强而有力的论据（图
7）。运算放大器有低的输出阻抗 （通常小于
1Ω），因而不会产生明显的 CMR 误差。注意，
本应用中采用两个 1% 的电阻，由于电阻不匹
配产生的增益误差最大为 2%。
由于直流 CMR 的限制，以及很多电路并不需要真正的直流响应，于是诱使设计工程师在仪表放大器电路的输入采用交流耦合。一种常见的错误方法是简单地在每个仪表放大器输入 端串接一个适当值的电容（图 8）。
同样的，由于单片式仪表放大器是一个完整封装的 IC，使用者经常不清楚里面的结构。因此，采用这种“悬浮（floating）”输入连接的仪表放大器没有直流基准。输入偏置电流会对交流耦合电容（C1 和 C2）充电，直到它们超过输入共模电压为止。换句话说，根据不同方向的输入偏置电流，电容会充电到供电电压或低至接地电压。在采用 FET 输入器件和大容量电容时，可能要花几分钟时间仪表放大
器才会停止工作。一次常规的实验测试可能无法发现问题，因此，完
全避免问题出现就很重要。但幸运的 是，对双电源作业而言，有一种简单的解决方法：只要在每个输入端与地之间各加接一个大阻抗值的直流返回电阻（dc return resistor），如图 9。这样，两个输入端都有对地的直流基准，只有受到输入信号驱动时才会变化。
对于单电源供电的仪表放大器，交流耦合更复杂一些，一般需要在每个输入端加一个直流共模电压 VCM（图 10）。这是一个必要的步骤，因为仪表放大器的输出不能摆到负供电电压以下（在此一例子中，就是接地）。如果仪表放大器输出电压要向 下再摆几个毫伏，信号就会被截割（clipped）。
为 VCM 和 VREF 选择合适的电压值是下一个要考虑的重要设计问题，特别是在低供电电压应用中。一般来说，将 VCM
设为预期
输入动态范围的中间值，而 VREF 则取预计输出动态范围的中间值。假设预期输入信号(–IN–(IN))为 +1V 至 –2V。此时，仪表放大器的输入缓冲器需要向 VCM 的正、负方向摆动。因此，必须将 VCM 升到地电位以上才能满足此一情况发生的要求。假设仪表放大器工作在单一增益，可将 VCM 设为 2V 或略高，这样可为负方向留出一个2V的余量。但付出的代价是正向的摆幅将不足 2V 。如果仪表放大器的增益大于 1，则修改 VCM 的设定，使缓冲器输出端能有完整摆幅，不会被截割。
找出输出中间值的方法也类似：估计出仪表放大器输出摆幅的大小与方向，大多数情况下应是 VIN×gain+VCM，然后再加一个基准电压 VREF，它即是该输出范围的中点。
在选择交流耦合电路中直流返回电阻值时，要在偏置误差与输入耦合电容的实体尺寸和电气容量之间作出折衷。输入电阻值越大，所需输入耦合电容值就越小。这样 可以同时节省成本和占用电路板的空间。但不利之处是大阻值输入电阻会由于输入偏置电流而增加偏置电压误差。偏置电压漂移和电阻噪声也会增高。
如果电阻值较小，则 C1 和 C2 需要选用更大的电容值，才能提供相同的 -3 dB 转角频率（corner frequency）。即：F–3 dB=(1/(2πR1C1))，其中，R1=R2 和 C1=C2。
除非在交流耦合电容的每一端都有够高的直流电压，否则就应使用无极性（nonpolarized）电容。像电解电容这些电容在没有适当的直流偏置情况下， 会表现得像二极管。如果要使组件尽量小，可以选用 0.1μF 以下的电容。一般情况下，电容值越低，该电容的价格就越低，尺寸也越小。输入耦合电容的额定电压需要够高，以防止被可能出现的瞬变输入电压击穿。最后还要 注意：避免使用高 K 值（高介电常数）的陶瓷电容，它可能会引入谐波失真。
在交流耦合情况下，两个直流返回电阻的不匹配会造成输入偏置的不平衡(IB1–IB2)，从而产生一个输入偏置电压误差（图 9）。表 1 给出了各种电路带宽下 R、C 组件值，以及两种输入偏置电流下的 VOS 误差。
作者介绍
Charles Kitchin 是 Analog Devices的硬件应用工程师。他主要负责撰写技术出版品和开发应用电路。他已经发表了 80 多篇技术文章和设计方法、三本书、还有很多应用说明。
Lew Counts 是 Analog Devices 公司先进线性产品部的副总裁，并在 1984 年获得 Analog Devices 公司部门科学家的最高荣誉。
一、概述:
随着电子技术的飞速发展，运算放大电路也得到广泛的应用。仪表放大器专门精密差分电压放大器，它源于运算放大器,且优于运算放大器。仪表放大器把关键元件集成在放大器内部，其独特的结构使它具有高共模抑制比、高输入阻抗、低噪声、低线性误差、低失调漂移增益设置灵活和使用方便等特点,使其在数据采集、传感器信号放大、高速信号调节、医疗仪器和高档音响设备等方面倍受青睐。仪表放大器是一种具有差分输入和相对参考端单端输出的闭环增益组件，具有差分输出和相对参考端的单端输出。与运算放大器不同之处是运算放大器的闭环增益是由反相输出端与输出端之间连接的外部电阻决定，而仪表放大器则使用与输入端隔离的内部反馈电阻网络。仪表放大器的 2 个差分输入端施加输入信号，其增益即可由内部预置，也可由用户通过引脚内部设置或者通过与输入信号隔离的外部增益电阻置。
二、仪表放大器电路的构成及原理
仪表放大器电路的典型结构如图1所示。它主要由两级差分放大
器电路构成。其中，运放A1，A2为同相差分输入方式，同相输入可以大幅度提高电路的输入阻抗，减小电路对微弱输入信号的衰减；差分输入可以使电路只对差模信号放大，而对共模输入信号只起跟随作用，使得送到后级的差模信号与共模信号的幅值之比(即共模抑制比CMRR)得到提高。这样在以运放A3为核心部件组成的差分放大电路中，在CMRR要求不变情况下，可明显降低对电阻R3和R4，Rf和R5的精度匹配要求，从而使仪表放大器电路比简单的差分放大电路具有更好的共模抑制能力。在R1=R2，R3=R4，Rf=R5的条件下，图1电路的增益为：G=(1+2R1／Rg)(Rf／R3)。由公式可见，电路增益的调节可以通过改变Rg阻值实现。
三、仪表放大器电路设计及应用
目前，仪表放大器电路的实现方法主要分为两大类：第一类由分立元件组合而成；另一类由单片集成芯片直接实现。根据现有元器件，分别以单运放LM741和OP07，集成四运放LM324和单片集成芯片
AD620为核心，设计出四种仪表放大器电路方案。
方案1 由3个通用型运放LM741组成三运放仪表放大器电路形式，辅以相关的电阻外围电路，加上A1，A2同相输入端的桥式信号输入电路，如图2所示。
图2中的A1～A3分别用LM741替换即可。电路的工作原理与典型仪表放大器电路完全相同。
方案2 由3个精密运放OP07组成，电路结构与原理和图2相同(用3个OP07分别代替图2中的A1～A3)。
方案3 以一个四运放集成电路LM324为核心实现，如图3所示。
它的特点是将4个功能独立的运放集成在同一个集成芯片里，这样可以大大减少各运放由于制造工艺不同带来的器件性能差异；采用统一的电源，有利于电源噪声的降低和电路性能指标的提高，且电路的基本工作原理不变。
方案4 由一个单片集成芯片AD620实现，如图4所示。它的特点是电路结构简单：一个AD620，一个增益设置电阻Rg，外加工作电源就可以使电路工作，因此设计效率最高。图4中电路增益计算公式为：G=49．4K／Rg+1。
实现仪表放大器电路的四种方案中，都采用4个电阻组成电桥电路的形式，将双端差分输入变为单端的信号源输入。性能测试主要是从信号源Vs的最大输入和Vs最小输入、电路的最大增益及共模抑制比几方面进行仿真和实际电路性能测试。测试数据分别见表1和表
2。其中，Vs最大(小)输入是指在给定测试条件下，使电路输出不失真时的信号源最大(小)输入；最大增益是指在给定测试条件下，使输出不失真时可以实现的电路最大增益值。共模抑制比由公式KCMRR=20|g | AVd／AVC|(dB)计算得出。
说明：(1)f为Vs输入信号的频率；
(2)表格中的电压测量数据全部以峰峰值表示；
(3)由于仿真器件原因，实验中用Multisim对方案3的仿真失效，表1中用“-”表示失效数据；
(4)表格中的方案1～4依次分别表示以LM741，OP07，LM324和AD620为核心组成的仪表放大器电路。
由表1和表2可见，仿真性能明显优于实际测试性能。这是因为仿真电路的性能基本上是由仿真器件的性能和电路的结构形式确定的，没有外界干扰因素，为理想条件下的测试；而实际测试电路由于受环境干扰因素(如环境温度、空间电磁干扰等)、人为操作因素、实际测试仪器精确度、准确度和量程范围等的限制，使测试条件不够理想，测量结果具有一定的误差。在实际电路设计过程中，仿真与实际测试各有所长。一般先通过仿真测试，初步确定电路的结构及器件参数，再通过实际电路测试，改进其具体性能指标及参数设置。这样，在保证电路功能、性能的前提下，大大提高电路设计的效率。
由表2的实测数据可以看出：方案2在信号输入范围(即Vs的最大、最小输入)、电路增益、共模抑制比等方面的性能表现为最优。在价格方面，它比方案1和方案3的成本高一点，但比方案4便宜
很多。因此，在四种方案中，方案2的性价比最高。方案4除最大增益相对小点，其他性能仅次于方案2，具有电路简单，性能优越，节省设计空间等优点。成本高是方案4的最大缺点。方案1和方案3在性能上的差异不大，方案3略优于方案1，且它们同时具有绝对的价格优势，但性能上不如方案2和方案4好。
综合以上分析，方案2和方案4适用于对仪表放大器电路有较高性能要求的场合，方案2性价比最高，方案4简单、高效，但成本高。方案1和方案3适用于性能要求不高且需要节约成本的场合。针对具体的电路设计要求，选取不同的方案，以达到最优的资源利用。电路的设计方案确定以后，在具体的电路设计过程中，要注意以下几个方面：
(1)注意关键元器件的选取，比如对图2所示电路，要注意使运放A1，A2的特性尽可能一致；选用电阻时，应该使用低温度系数的电阻，以获得尽可能低的漂移；对R3，R4，R5和R6的选择应尽可能匹配。
(2)要注意在电路中增加各种抗干扰措施，比如在电源的引入端增加电源退耦电容，在信号输入端增加RC低通滤波或在运放A1，A2的反馈回路增加高频消噪电容，在PCB设计中精心布局合理布线，正确处理地线等，以提高电路的抗干扰能力，最大限度地发挥电路的性能。 编辑本段四、仪表放大器的特点：
● 高共模抑制比
共模抑制比(CMRR) 则是差模增益( A d) 与共模增益( Ac) 之比,即:CMRR = 20lg | Ad/ Ac | dB ;仪表放大器具有很高的共模抑制比，CMRR 典型值为 70～100 dB 以上。
● 高输入阻抗
要求仪表放大器必须具有极高的输入阻抗，仪表放大器的同相和反相输入端的阻抗都很高而且相互十分平衡，其典型值为 109～1012Ω.
● 低噪声
由于仪表放大器必须能够处理非常低的输入电压，因此仪表放大器不能把自身的噪声加到信号上，在 1 kHz 条件下，折合到输入端的输入噪声要求小于 10 nV/ Hz.
● 低线性误差
输入失调和比例系数误差能通过外部的调整来修正，但是线性误差是器件固有缺陷，它不能由外部调整来消除。一个高质量的仪表放大器典型的线性误差为 0. 01 % ，有的甚至低于 0. 0001 %. ● 低失调电压和失调电压漂移
仪表放大器的失调漂移也由输入和输出两部分组成，输入和输出失调电压典型值分别为 100μV 和2 mV.
● 低输入偏置电流和失调电流误差
双极型输入运算放大器的基极电流,FET 型输入运算放大器的栅极电流，这个偏置电流流过不平衡的信号源电阻将产生一个失调误差。双极型输入仪表放大器的偏置电流典型值为 1 nA～50 pA ；而 FET
输入的仪表放大器在常温下的偏置电流典型值为 50 pA. ● 充裕的带宽
仪表放大器为特定的应用提供了足够的带宽，典型的单位增益小信号带宽在 500 kHz～4 MHz 之间。
● 具有“检测”端和“参考”端
仪表放大器的独特之处还在于带有“检测”端和“参考”端，允许远距离检测输出电压而内部电阻压降和地线压降( IR) 的影响可减至最小。